CN110429600B - 一种电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法。本发明针对采用逆变器侧电感电流控制和电容电压锁相的并网逆变器存在的问题，包括并网电流易受电网电压背景谐波影响和弱电网下系统可能会不稳定两个方面，提出一种电容电压比例微分反馈的控制策略。该策略通过加入电容电压比例微分反馈，保证了并网逆变器系统在弱电网下稳定的同时，具有对电网电压背景谐波的强抗扰性能。

Description

一种电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及一种并网逆变器电容电压比例微分反馈的控制方法，尤其涉及一种用于弱电网下提升并网逆变器并网电流谐波抑制效果的电容电压比例微分反馈的控制策略，属于新能源并网发电领域。

背景技术

近年来，为了应对能源危机和环境污染等问题，以风能和太阳能为代表的可再生能源正得到越来越广泛的利用。并网逆变器作为分布式可再生发电单元与电网之间的接口，正成为国内外学者研究的热点。

对LCL型并网逆变器而言，逆变器侧电感电流和并网电流均可以作为控制对象。控制逆变器侧电感电流可以实现功率器件的瞬时过流保护，节约了额外的电流采样成本。除了电流反馈控制之外，并网逆变器至少还需要一组电压采样用来对电网电压进行锁相，可选择采样公共耦合点(Point of Common Coupling,PCC)电压或滤波电容电压来实现。其中，采样滤波电容电压不仅可以将其作为状态变量进行反馈，实现对LCL滤波器谐振的有源阻尼，还易于实现逆变器在并网模式和独立模式间的相互切换。考虑到对低成本实现快速过电流保护和谐振阻尼的需求，实际工业应用中常选择逆变器侧电感电流控制和电容电压锁相。

对于采用逆变器侧电感电流控制的并网逆变器而言，由于并网电流是间接控制的，存在一条经过网侧电感和滤波电容的不受控电流支路，其并网电流对电网电压中存在的低频背景谐波更为敏感。随着分布式电源渗透率的提升，电网电压背景谐波含量显著增加。电网电压背景谐波将会引起并网逆变器并网电流畸变，引起设备损耗增加、利用率和使用寿命下降等问题。也会影响继电保护和计量装置的可靠性及准确性。

为保证接入并网逆变器后电网仍安全、稳定且高质量运行，国内外制定了一系列并网逆变器接入标准和技术规范，如我国制定的国家标准GB/T 19939-2005《光伏系统并网技术要求》、国家电网公司企业标准Q/GDW 617-2011《光伏电站接入电网技术规定》和国际标准IEEE Std.1547.1a-2015、IEEE Std.1547-2018等。这些标准和技术规范均对并网电流的谐波含量做出了明确限制。因此，为满足相关并网电流谐波标准，并网逆变器必须能够有效抑制电网电压背景谐波引起的并网电流谐波。

要提高并网逆变器对电网电压背景谐波引起的并网电流谐波的抑制能力，有两种基本的方法：1)提高并网电流环的环路增益；2)采用电网电压前馈控制。

提高并网电流环的环路增益有采用多谐振调节器或重复控制器的方法，但是采用多谐振调节器方法会影响系统的环路增益，可能导致系统不稳定；重复控制的不足是并网逆变器的动态性能较差。如果将电网电压采样，并通过合适的传递函数叠加到并网逆变器的调制波v_M中，与电网电压对并网电流产生的影响进行对消，同样可以实现并网电流谐波分量的抑制，该方法即为电网电压前馈控制策略。

现有研究针对单相LCL型并网逆变器提出电网电压全前馈控制方法，推导了完全消除电网电压对并网电流影响的电网电压全前馈函数，从而大大提高了并网逆变器对高次谐波的抑制能力。但在工程应用中为节约成本，常采用变压器漏感来作为并网逆变器的网侧电感，这会导致无法直接采样PCC电压。

因此，如何在不增加采样的前提下，保证逆变器在弱电网下稳定的同时，提升对并网电流谐波的抑制效果是本领域研究人员亟需解决的问题。

发明内容

本发明为了解决现有技术中存在的问题，提供一种弱电网下并网逆变器电容电压比例微分反馈的控制方法，该方法能够保证并网逆变器系统在弱电网下稳定的同时，提升对并网电流谐波的抑制效果。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：一种电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一、采集并网逆变器滤波电容电压v_c和逆变器侧电感电流i_L1；

步骤二、通过锁相环单元获得与v_c同步的相位θ和角频率ω，将相位θ和外部电压环产生的电流幅值I^*一起作为并网电流指令i_ref；将i_L1的采样信号与指令i_ref进行比较得到误差信号，将误差信号送入电流调节器G_i(s)，这里选用PI调节器作为电流调节器，其传递函数的表达式为：

其中，K_p是比例系数，K_i是积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤三、将电容电压v_c送入反馈函数H_vc(s)，产生的输出量作为电容电压v_c的反馈量，所述反馈函数的表达式为：

其中，K_ad是电容电压一次微分反馈系数，K_PWM是逆变桥的传递函数

将电流调节器的输出加上电容电压v_c的反馈量，作为调制信号v_M，将调制信号v_M与三角载波比较，通过正弦脉宽调制得到逆变桥各开关管的控制信号。

所述并网电流指令i_ref的表达式为i_ref＝I^*cosθ。

所述锁相环单元为同步旋转坐标系锁相环。

本发明的有益效果为：

本发明通过在电容电压反馈通路中加入比例微分环节的方式，同时实现对电网电压背景谐波对并网电流的影响的抑制和对LCL滤波器谐振尖峰的有源阻尼，既能保证并网逆变器的稳定性，且可以实现谐波抑制。

附图说明

图1是本发明中LCL型并网逆变器拓扑及其控制结构示意图。

图2是本发明中LCL型并网逆变器的s域数学模型。

图3是本发明中LCL型并网逆变器等效数学模型。

图4是本发明中LCL型并网逆变器系统等效电路。

图5是本发明中电容电压反馈的原理数学模型。

图6是本发明中并网逆变器输出阻抗和电网阻抗伯德图。

图7是本发明中在强电网下不采用电容电压反馈时的仿真波形图。

图8是本发明中在强电网下采用电容电压比例微分反馈时的仿真波形图。

图9是本发明中在弱电网下采用电容电压比例微分反馈时的仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。

对比例

本发明涉及的LCL型并网逆变器拓扑及其控制结构如图1所示，其中，L₁为逆变器侧电感，C为滤波电容，L₂为网侧电感，它们构成LCL滤波器。对并网逆变器而言，其首要目标是控制并网电流i_g，使其与电网电压v_g同步，并使其幅值跟踪给定值I^*。

本对比例的并网逆变器控制方法中v_g的相位θ和角频率ω由锁相环单元获得，本对比例中锁相环单元为同步旋转坐标系锁相环，I^*由外部电压环产生。由于电压环的响应速度远低于并网电流环，因此可以对并网电流环进行单独分析。在图1中，H_v和H_i分别为v_C和i_L1的采样系数。将相位θ和外部电压环产生的电流幅值I^*一起作为并网电流指令i_ref，i_ref＝I^*cosθ；将i_L1的采样信号与指令i_ref进行比较得到误差信号，得到的误差信号送入电流调节器G_i(s)，产生调制波信号v_M；这里选用PI调节器作为电流调节器，其传递函数的表达式为：

其中，K_p是比例系数，K_i是积分系数，s为拉普拉斯算子；

将v_M与三角载波比较，通过正弦脉宽调制，即可得到逆变桥各开关管的控制信号，经驱动保护电路控制单相全桥逆变器功率器件的开通和关断。本对比例中，并网逆变器的控制环路里未加入电容电压前馈。

下面通过一系列等效模型对上述对比例所述控制方法下并网逆变器的稳定性和对并网电流谐波的抑制效果进行判断。

图2(a)给出了对应于图1的LCL型并网逆变器的s域模型，K_PWM等于V_in/V_tri，(V_in为输入电压，V_tri指三角载波的幅值)。G_d(s)为数字控制延时环节，包括一拍计算延时和半拍PWM延时，其表达式为：G_d(s)＝e^-1.5sTs。由于i_L1＝i_g+i_C，可将图2(a)中i_L1的反馈拆分为i_g的反馈和i_C的反馈两部分，再将i_C的反馈点后移至G_i(s)的输出端，得到的等效模型如图2(b)所示。对图2的数学模型作等效变换，可以化简为图3(a)的形式。其中，

闭环系统的环路增益为：

对图3(a)中的i_g的反馈点后移，可以得到如图3(b)所示的等效模型，从图3(b)可以直观地求出并网逆变器的输出阻抗：

逆变器的并网电流表达式为：

其中，i_s(s)为并网逆变器诺顿等效电路中的电流源，Z_o(s)为并网逆变器的闭环输出阻抗。根据式(5)可知，并网逆变器输出阻抗的模值越大，其对由电网电压背景谐波导致的并网电流谐波抑制能力就越好。

基于阻抗的并网逆变器稳定性判据为：

根据图4所示的并网逆变器等效电路，可以得到并网电流的表达式为：

上式可改写为：

其中，N(s)为：

由于不考虑电网阻抗的情况下，即Z_g(s)＝0时，并网逆变器设计为稳定系统，因此式(12)中的(i_s(s)-v_g(s)/Z_o(s))不含右半平面极点。那么，在考虑电网阻抗的情况下，并网逆变器的稳定性取决于N(s)是否稳定。从式(13)可以看出，N(s)可等效为前向通路传递函数为1，反馈通路传递函数为Z_g(s)/Z_o(s)的负反馈闭环控制系统传递函数，Z_g(s)/Z_o(s)为该系统的等效环路增益。根据线性控制理论可知，若Z_g(s)/Z_o(s)满足Nyquist稳定性判据，则N(s)稳定，因而，并网系统也稳定。

根据上述推导，基于阻抗的并网逆变器稳定性判据总结如下：

1.并网逆变器在强电网下能够稳定工作；

2.阻抗比Z_g(s)/Z_o(s)满足Nyquist稳定性判据。即，Z_g(s)和Z_o(s)的幅频曲线不存在交截或者虽然存在交截，但交截频率f_i处的相位裕度为正。这里的相位裕度的表达式为：

PM＝180°-(∠Z_g(j2πf_i)-∠Z_o(j2πf_i)) (9)

根据基于阻抗的并网逆变器稳定性判据，为保证弱电网下并网逆变器的稳定工作，阻抗比Z_g(s)/Z_o(s)需满足Nyquist稳定判据。采用伯德图进行分析时，根据式(14)，这就要求Z_g(s)与Z_o(s)幅频曲线交截点的相位差应小于180°，因为Z_g(s)相位恒为90°。也就意味着交截频率处，Z_o(s)的相位要高于-90°。

图6中红色虚线为未采用电容电压反馈的并网逆变器输出阻抗伯德图。可以看出，无电容电压反馈控制的并网逆变器的Z_o(s)相位在全频段高于-90°，并网逆变器具有良好的稳定性。但是其输出阻抗模值较小，并网电流对电网电压背景谐波较敏感。

实施例

本实施例在上述对比例基础上加入电容电压比例微分反馈，即将电流调节器的输出加上电容电压v_c的前馈量，作为调制信号v_M。如图5所示，本实施例可以解决系统对电网电压背景谐波导致的并网电流谐波抑制能力不足的问题，加入的电容电压反馈函数为：

采用了电容电压比例微分反馈后的系统输出阻抗伯德图如图6中蓝色实线所示，从图中可以看出系统输出阻抗的模值在较低频率段内被校正到很高，涵盖了电网电压存在背景谐波的大部分频率段，表示这些频率处的并网电流谐波得到了很好的抑制。并且，幅频曲线交截频段内系统的输出阻抗相位均在-90°以上，并网逆变器系统稳定。

下面给出本发明的一个仿真实例：

根据表1给出的6kW单相LCL型并网逆变器参数，在Matlab中搭建仿真模型进行仿真，表2给出了电网电压注入谐波的含量。图7给出了强电网下无电容电压反馈时并网系统的电网电压和并网电流仿真波形，可以看出，并网电流有明显的畸变，总谐波畸变率(TotalHarmonics Distortion,THD)很高，THD＝13.65％。图8给出了强电网下使用电容电压比例微分反馈控制策略的仿真波形，此时并网电流谐波的抑制效果好，THD＝2.33％。图9给出在L_g＝2.6mH，对应电网短路比为10的条件下，采用电容电压比例微分反馈控制策略的仿真波形图，可以看出，在弱电网情况下采用本发明中的电容电压比例微分反馈后，并网逆变器系统稳定，并网电流谐波的抑制效果也很好，THD仅有3.31％。

表1 6kW单相LCL型并网逆变器仿真参数

参数	符号	数值	参数	符号	数值
						输入电压	Vin	380V	滤波电容	C	20μF
电网相电压有效值	Vg	220V	网侧电感	L2	230μH
						输出功率	Po	6kW	载波幅值	Vtri	4.578V
电网频率	fo	50Hz	有源阻尼系数	Kad	-4×10-7
						开关频率	fsw	10kHz	并网电流反馈系数	Hi	0.15
采样频率	fs	20kHz	PR调节器比例系数	Kp	0.4
						逆变器侧电感	L1	720μH	PR调节器谐振系数	Kr	30

表2电网电压注入谐波含量

谐波次数	3	5	7	13
					谐波含量占基波比例	10％	5％	3％	1％
相位	0°	0°	0°	0°

本发明的技术方案不局限于上述各实施例，凡采用等同替换方式得到的技术方案均落在本发明要求保护的范围内。

Claims (4)

1.一种电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一、采集并网逆变器滤波电容电压v_c和逆变器侧电感电流i_L1；

步骤二、通过锁相环单元获得与v_c同步的相位θ和角频率ω，将相位θ和外部电压环产生的电流幅值I^*一起作为并网电流指令i_ref；将i_L1的采样信号与指令i_ref进行比较得到误差信号，将误差信号送入电流调节器G_i(s)；

步骤三、将电容电压v_c送入反馈函数H_vc(s)，产生的输出量作为电容电压v_c的反馈量，所述反馈函数的表达式为：

其中，K_ad是电容电压一次微分反馈系数，K_PWM是逆变桥的传递函数；

将电流调节器的输出加上电容电压v_c的反馈量，作为调制信号v_M，将调制信号v_M与三角载波比较，通过正弦脉宽调制得到逆变桥各开关管的控制信号。

2.根据权利要求1所述电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法，其特征在于：所述并网电流指令i_ref的表达式为i_ref＝I^*cosθ。

3.根据权利要求1所述电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法，其特征在于：所述锁相环单元为同步旋转坐标系锁相环。

4.根据权利要求1所述电容电压比例微分反馈的并网逆变器控制方法，其特征在于：所述电流调节器G_i(s)的表达式为：

其中，K_p是比例系数，K_i是积分系数，s为拉普拉斯算子。

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