CN113949294A - 基于调制信号补偿的隔离型ac/dc变换器控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，该方法首先将直流电压控制环的输出作为外移相角进行高频载波移相，以控制有功功率的传输大小与方向；其次利用移相比与网侧电流分量的数学关系，得到网侧电流参考值，进一步引入电流控制环补偿调制波信号；最后利用合成调制信号与移相载波信号生成开关管触发脉冲，实现变换器目标电压输出，同时保证较高的网侧电流质量；避免了功率传输时由于电压不匹配而造成网侧电流开关周期的突变，有利于提高变换器的软开关特性并减少导通损耗；有利于传统PWM变换器控制方法的映射与应用，提高系统动态性能，扩大应用范围。

Description

基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法
技术领域
本发明涉及一种AC/DC变换器控制方法，特别涉及一种基于调制信号闭环补偿的单相单级式双向隔离型AC/DC变换器控制方法。
背景技术
随着电动汽车的市场占有量日益提高，如何高效利用车载电池成为国内外研究热点，以电动汽车储能源向电网馈电为核心的V2G技术应运而生。当电网负荷较高时，利用电动汽车储能源向电网送电；当电网负荷较低时，利用电动汽车存储过剩的发电量。V2G技术可以实现电网与车辆的双向互动，通过削峰填谷改善电网负荷曲线，实现负载均衡以提高电网利用率。实现这一技术的关键环节在于具有体积小巧、功率密度高、电气隔离、工作稳定高效等特性的双向AC/DC变换器的设计与控制。
目前典型的隔离型双向AC/DC变换器拓扑主要分为两类。一为两级结构，交流侧采用PWM整流器，连接基于半桥结构的DAB变换器到直流源，实现AC/DC/DC的两级能量变换；其控制简单，技术成熟，但中间直流母线需要大电容稳压，可靠性较低的同时，对提高功率密度有一定的限制。二为单级结构，交流侧连接矩阵变换器，再通过高频变压器实现与直流侧全桥结构的能量传递，单级结构减小了变换器的体积和重量，显著地提高了可靠性及功率密度，得到学界的广泛关注。
单级式隔离型双向AC/DC变换器主要通过控制方波移相以实现传输功率大小和流向的调节，即控制变压器两侧变换器的驱动脉冲，以改变原、副边方波信号的占空比及相位差。该调制方式具有开环功率因数校正、交流侧开关管的零电流关断、直流侧开关管的零电压导通等优点。但开环控制对两侧电压值准确性要求较高，同时对无源器件的参数敏感；当系统电压被扰动时，极可能发生失稳，并为电网注入大量谐波；而且难以抑制电网背景谐波的干扰，电能质量不高；此外，实际应用中通常在网侧安装滤波器以提高电网电能质量，但开环控制无法避免因滤波器对变换器侧输入电压的影响而导致的调制误差，进而引起网侧电流畸变；因此需要设计闭环控制策略实现系统的自我调节，提高系统鲁棒性，扩大应用领域。
有学者提出一种电压控制策略，基于调制相移与直流母线电流的直流分量之间的数学关系，利用相移量控制直流母线电压。然而单电压环控制速度慢，动态性能不佳，同时由于缺少环节控制网侧电流，电能质量不高，电流总畸变率过高。一些学者则提出了同步旋转坐标系下的电流控制策略，利用虚拟网侧电流正交量实现单相交流电的坐标变换，在dq坐标系下引入相角控制量实现有功功率和无功功率的分别控制。然而在虚拟电流正交量时受电网背景谐波影响大，难以保证网侧电流质量；同时，该电流控制策略下的控制信号输出到变换器的过程为非线性环节，控制变量与驱动信号之间数学关系复杂，增加了控制器计算量，并且不利于稳定性分析。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提供一种提高电流质量、降低开关损耗同时稳定可靠、降低计算复杂性的基于调制信号闭环补偿的单相单级式隔离型AC/DC变换器控制方法。
本发明提供基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，具体包括如下步骤：
(1)利用频率为fs的单极性三角载波vtri1生成50％占空比的开关信号驱动单相单级式隔离型单相双向AC/DC变换器的矩阵变换器开关器件S1ia-S4ia(i＝1,2)和S1ib-S4ib(i＝1,2)工作，产生幅值按输入电压大小变化的准方波vp(t)，其表达式为：
Figure BDA0003299501250000021
式中：vp(t)为矩阵变换器输出电压，vCf(t)为AC/DC变换器输入电压，Ts为开关周期；
(2)利用电压控制环输出量δ对频率为fs的单极性三角载波vtri1进行移相，移相时间为电压控制环输出量δ与变换器工作开关周期Ts的乘积，Ts直接给定，得到移相后的三角载波信号vtri2；
(3)利用调制波信号vm(t)与AC/DC变换器输入电压vcf(t)的数学关系进行电流控制环设计，利用电流控制环生成的输出量补偿电网电压vi，得到调制波信号vm(t)；
(4)利用步骤(3)得到的调制波信号vm(t)与直流侧电压指令值Vo *按下式进行变换，得到调制信号d(t)、1-d(t)；
Figure BDA0003299501250000022
Figure BDA0003299501250000023
式中：d(t)为调制信号，vm(t)为调制波信号，Vo *为直流侧参考电压；
(5)将步骤(4)得到的调制信号d(t)与步骤(2)得到的移相后三角载波信号vtri2进行比较，生成开关信号驱动AC/DC变换器的直流侧开关管S21工作，并将该开关信号取反后驱动直流侧开关管S22工作；将步骤(4)得到的调制信号1-d(t)与步骤(2)得到的移相后三角载波信号vtri进行比较，生成开关信号驱动直流侧开关管S24工作，并将该开关信号取反后驱动直流侧开关管S23工作；直流侧全桥变换器输出电压为三电平电压波vq(t)；
(6)利用步骤(1)输出的准方波vp(t)和步骤(5)输出的三电平电压波vq(t)之间的相位差即可进行功率的传输，当vp(t)超前vq(t)时，功率从交流侧流向直流侧；当vp(t)滞后vq(t)时，功率从直流侧流向交流侧。
优选地，所述变换器输入端连接交流电源，输出端连接负载；所述变换器的拓扑结构包括顺序连接的输入滤波器、矩阵变换器、高频隔离变压器、直流侧全桥变换器、输出稳压电容；其中所述输入滤波器为LC结构，由输入电感Lf和输出电容Cf串联组成；所述矩阵变换器包含四个四象限开关S11-S14，每个四象限开关由两个共发射极的功率开关管S1ia、S1ib(i＝1,2,3,4)组成；所述矩阵变换器一侧与输入滤波器相连，另一侧与高频隔离变压器原边相连；所述高频隔离变压器的变比为1:n，等效漏感为Lt；所述直流侧全桥变换器包含四个二象限开关S21-S24；所述直流侧全桥变换器一侧与高频隔离变压器副边相连，另一侧与输出稳压电容Ct相连。
优选地，所述步骤(1)中S1ia-S4ia(i＝1,2)和S1ib-S4ib(i＝1,2)的驱动信号采用50％占空比的开关信号；当输入电压为正时，导通所有b组开关管，且对于a组开关管，当开关信号为1时，导通开关管S11a和S14a，关断开关管S12a与S13a；当开关信号为0时，导通开关管S12a和S13a，关断开关管S11a与S14a；当输入电压为负时，导通全部a组开关管，且对于b组开关管，当开关信号为1时，导通开关管S11b和S14b，关断开关管S12b与S13b；当开关信号为0时，导通开关管S12b和S13b，关断开关管S11b与S14b。
优选地，所述步骤(2)中的电压控制环输出量δ为外移相比指令值，所述外移相比指令值采用将采集得到的直流侧电压Vo和直接给定的直流侧参考电压Vo *作差比较，将作差比较后的结果输入PI控制器得到。
优选地，所述步骤(3)所述的调制信号vm(t)与AC/DC变换器输入电压vcf(t)的数学关系采用以下步骤推导：
(1a)假设直流侧电压值已稳定为Vo，通过对开关管的控制可以得到直流侧全桥变换器输出电压vq，表达式为：
vq＝S1·Vo
式中S1为开关函数，Vo为直流侧电压，当S21、S24导通时，S1＝1；当S22、S23导通时，S1＝-1；其余情况时S1＝0；根据面积等效原理，有：
Figure BDA0003299501250000031
式中：
Figure BDA0003299501250000032
为电压vq在半个开关周期的平均值，Ts为开关周期，
Figure BDA0003299501250000033
为开关函数S1在半个开关周期的平均值，Vo为直流侧电压；
(2a)当调制波信号vm(t)、AC/DC变换器输入电压vcf(t)均大于0，即处于正弦波的正半周时，调制信号d(t)表达式为：
Figure BDA0003299501250000034
式中：d(t)为调制信号，vm(t)为调制波信号，Vo为直流侧电压；
对于[0,Ts/2]，对开关周期求平均等效有：
Figure BDA0003299501250000035
式中：d(t)为调制信号，
Figure BDA0003299501250000041
为开关函数S1在半个开关周期的平均值；
故有：
Figure BDA0003299501250000042
式中：
Figure BDA0003299501250000043
为电压vq在半个开关周期的平均值，vm(t)为调制波信号，Ts为开关周期；
对于[Ts/2,Ts],对开关周期求平均等效有：
Figure BDA0003299501250000044
式中：d(t)为调制信号，
Figure BDA0003299501250000045
为开关函数S1在半个开关周期的平均值；
故有：
Figure BDA0003299501250000046
式中：
Figure BDA0003299501250000047
为电压vq在半个开关周期的平均值，vm(t)为调制波信号，Ts为开关周期；
(3a)调制波信号vm(t)、AC/DC变换器输入电压vcf(t)均小于0，即处于正弦波的负半周时，vq与vm(t)的关系与步骤(2a)结论相同；
(4a)由步骤(2a)及步骤(3a)可以得到一般情况下的直流侧全桥变换器输出电压vq与调制波信号vm(t)间的关系：
Figure BDA0003299501250000048
式中：
Figure BDA0003299501250000049
为电压vq在半个开关周期的平均值，vm(t)为调制波信号，Ts为开关周期；
(5a)对于所述变换器所包含的的等效漏感Lt的两端电压恒满足下述关系：
vL(t)＝vp(t)-vq(t)
式中：vL(t)为变压器等效漏感电压，vp(t)为矩阵变换器输出电压，vq(t)为直流侧全桥变换器输出电压，Ts为开关周期；
(6a)由步骤(4a)及步骤(5a)可以得到AC/DC变换器输入电压vCf(t)与调制信号vm(t)间的关系：
Figure BDA00032995012500000410
式中：vCf为AC/DC变换器输入电压，vm(t)为调制波信号，
Figure BDA00032995012500000411
为电感电压vL在半个开关周期的平均值。
优选地，所述步骤(3)中电流控制环输出量的生成过程包括以下步骤：
(1b)根据步骤(2)所得到的电压控制环输出量δ和变换器固有参数，按下式计算，得到网侧电流d轴分量指令iid *；
Figure BDA0003299501250000051
式中：K1为比例系数，iid *为网侧电流d轴分量指令，δ为移相比指令，n为变压器变比，Vi为网侧电压幅值，Lt为变压器等效漏感，fs为开关频率；
(2b)对步骤(1b)所得到的网侧电流d轴分量指令iid *和直接给定的网侧电流q轴分量指令iiq *进行反park变换，得到网侧电流指令值ii *；
(3b)采用电流传感器采集网侧电流ii，将步骤(2b)得到的网侧电流指令值ii *与网侧电流ii作差比较，将作差比较后的结果输入PR控制器，进而得到电流控制环输出量；所述PR控制器为准比例谐振控制器，所述准比例谐振控制器的传递函数Gpr(s)表达式如下：
Figure BDA0003299501250000052
式中：kp为控制器比例增益，kr为控制器谐振增益，ωc为截止频率，ωi为谐振频率，fi为电网基波频率，s为复频域自变量。
本发明与现有技术相比，其显著效果如下：1、与现有网侧电压直接作为调制信号的开环控制方式相比，利用电流控制环补偿调制信号，校正了因输入滤波器引起的相位偏移，更精准的模拟了变换器输入电压以进行占空比计算，同时避免了功率传输时由于电压不匹配而造成网侧电流开关周期的突变，有利于提高变换器软开关特性，减少开环损耗；2、在完成电流环构造、设计的同时，明确了控制器参数与系统参数的关系，降低控制器设计复杂性，便于控制系统稳定性分析；此外，有利于PWM变换器控制逻辑的映射与应用，便于进一步优化控制策略，以提高系统性能，扩大应用范围。
附图说明
图1为本发明的主电路拓扑图；
图2为本发明直接电流控制方法控制框图；
图3为本发明控制方法中变压器等效电感两侧电压、电感电流波形示意图；
图4为本发明控制方法中开关管驱动信号示意图；
图5为本发明控制方法与现有开环控制方法中电感电流波形对比图；
图6为本发明控制方法与现有开环控制方法中网侧电流波形对比图；
图7为现有控制方法下电网电压突变时网侧电压、电流示意图；
图8为本发明控制方法下电网电压突变时网侧电压、电流示意图；
附图的符号及标号说明：vi—交流源电压；Vo—直流输出电压；vp—矩阵变换器输出电压；vq—直流侧全桥输出电压；ii1—交流侧电流；ii2—矩阵变换器侧电流；io—直流侧电流；iL—电感电流；S1k(k＝1,2,3,4)—四象限功率开关器件；S2k(k＝1,2,3,4)—二象限功率开关器件；Lf—网侧滤波电感；Cf—网侧滤波电容；Lt—变压器等效漏感；Ct—直流侧滤波电容；n—高频变压器副原边匝数比；Ts—功率开关器件开关周期；d—脉冲信号占空比；δ—原副边方波信号移相比；ii1 *—交流源侧电流参考值；ii1d(q) *—交流源侧d、q轴电流参考值；Vo *—直流侧输出电压参考值；vm(t)(m1、m2)—调制波信号；g2k(k＝1,2,3,4)—直流侧功率开关器件驱动信号；vc—网侧滤波电容电压；vL—变压器等效电感电压；vtri—三角载波。
具体实施方式
下面结合说明书附图和具体实施方式对本发明做进一步详细描述。(下面实施例与数学关系方法的支撑好像联系不够)
图1为本实施例的基于调制信号闭环补偿的单相单级式双向隔离型AC/DC变换器拓扑图，包括输入LC滤波器、矩阵变换器、高频隔离变压器、直流侧全桥变换器和输出稳压电容Ct及负载。矩阵变换器包含四个四象限开关S11-S14，每个四象限开关由两个共发射极的功率开关管S1ia、S1ib(i＝1,2,3,4)组成；直流侧全桥变换器包含四个二象限开关S21-S24；矩阵变换器一侧与输入LC滤波器相连，另一侧与高频隔离变压器原边相连；直流侧全桥变换器一侧与高频隔离变压器副边相连，另一侧与输出稳压电容Ct相连，负载并联在输出稳压电容两端；其中高频隔离变压器的变比为1:n(n为正数)，等效漏感为Lt；矩阵变换器的开关器件S11-S14的控制信号的输入端、直流侧全桥变换器的开关器件S21-S24的控制信号的输入端与控制器(整个控制器模块的总称)对应的开关信号输出端相连。
将采集到的直流侧电压Vo与直流侧参考电压值Vo *进行作差比较，将比较后结果输入PI控制器，得到移相角指令值δ，进一步得到网侧电流d轴分量指令iid *；对网侧电流d轴分量指令iid *与q轴分量指令iiq *进行坐标变换，得到网侧电流指令值ii *；将网侧电流指令值ii *与采集到的网侧电流ii作差比较，将比较后结果输入PR控制器，生成补偿量与电网电压vi合成，进而得到调制波信号vm(t)；最后利用vm(t)、δ及三角载波进行比较生成开关信号g21-g24，驱动直流侧变换器工作。
图2为本实施例直接电流控制方法控制框图；其中Gpr(s)为准比例谐振控制器，其传递函数如下：
Figure BDA0003299501250000061
式中：kp为控制器比例增益，kr为控制器谐振增益，ωc为截止频率，ωi为谐振频率，fi为电网基波频率。Gd(s)为功率开关器件触发脉冲与变换器输出电压之间的滞后环节，包含AD采样及数字处理产生的延时，表示为：
Figure BDA0003299501250000062
式中：Ts为开关周期。
由于变换器开关频率远大于交流电源基频，并忽略采样延迟和功率开关管死区等非线性因素，可将变换器简化为比例环节Kp，其输入为调制波信号vm(s)，输出为变换器侧电流ii2，表达式如下：
Figure BDA0003299501250000071
式中，Kp为比例系数，ii2(s)为s域变换器侧电流，vm(s)为s域调制波信号，n为高频隔离变压器变比，δ为调制信号移相比指令，Lt为变压器等效漏感，fs为开关频率。
再经过LC环节输出网侧电流ii1，从而实现整个系统的闭环控制，其中等效传递函数GiL(s)、Yo(s)如下所示：
Figure BDA0003299501250000072
Figure BDA0003299501250000073
式中，电感Lf为输入滤波电容、Cf为输入滤波电容，s为复频域自变量。
图3为本实施例控制方法中变压器等效电感两侧电压、电感电流波形示意图；矩阵变换器侧采用固定占空比控制，即vp为50％方波，由于开关频率远大于交流源基波频率，故在一个开关周期内可视vp幅值为定值；直流侧全桥采用类单极性倍频调制策略，输出电压vq的占空比为d；等效电感两侧电压方波的相位差为Δt，归一化后即移相比δ；合理控制δ和d即可控制传输功率的流向和大小，同时实现软开关，减少开关损耗。
图4为本实施例控制方法中直流侧全桥驱动信号生成原理示意图；控制系统生成的调制波vm(t)与已确定的直流侧电压指令值Vo按下式关系进行变换，得到调制信号d(t)、1-d(t)；将调制信号d(t)与三角载波信号vtri进行比较，生成开关信号驱动AC/DC变换器的直流侧开关管S21工作，并将该开关信号取反后驱动直流侧开关管S22工作；将调制信号1-d(t)与三角载波信号vtri进行比较，生成开关信号驱动直流侧开关管S24工作，并将该开关信号取反后驱动直流侧开关管S23工作。
Figure BDA0003299501250000074
Figure BDA0003299501250000075
式中：d(t)为调制信号，vm(t)为调制波信号，Vo *为直流侧参考电压。
图5至图8分别为采用实际的具体参数对本实施例控制方法进行仿真验证的结果；其中交流正弦电压有效值Vi＝220V，频率fi＝50Hz；直流电压参考值Vo *＝400V；负载Rt＝100Ω，变压器等效漏感Lt＝200μH；系统的采样频率为10kHz，系统的控制频率为10kHz。
图5为本实施例控制方法与开环控制方法中电感电流波形对比图；虚线表示现有开环控制时的电感电流波形，其中调制波信号由网侧电压直接生成；实线表示闭环补偿控制时的电感电流波形，其中调制波信号由电流控制环输出量补偿网侧电压得到；从图中可以看出，补偿后的电感电流实现了半个开关周期的伏秒平衡，保证了ZCS软开关特性，从而降低开关损耗。
图6为本实施例控制方法与现有开环控制方法中网侧电流波形对比图；虚线表示现有开环控制时的网侧电流波形，经快速傅里叶分析可知总畸变率为1.93％；实线表示闭环补偿控制时的网侧电流波形，经快速傅里叶分析可知总畸变率为1.75％；从图中可以看出，调制信号补偿后得到的的网侧电流畸变率更低，电能质量更好，给电网带来的谐波污染更小，同时实现了一定程度的相位校正。
图7、8为系统抗扰性能对比实验，均令交流电压源在1s处幅值跌落20％，即有网侧电压
Figure BDA0003299501250000081
突降为
Figure BDA0003299501250000082
图7为现有控制方法下电压跌落时网侧电压、电流示意图，其中网侧电流稳定时间大约为0.34s；图8为本实施例控制方法下电压跌落时网侧电压、电流示意图，网侧电流稳定时间大约为0.24s，与现有控制方式相比，动态响应更快，抗干扰性更强，稳定性更好。
以上示意性的对本实施例及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本实施例的实施方式之一，实际的结构和方法并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本实施例创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均属于本实施例的保护范围。

Claims (6)

1.基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)利用频率为fs的单极性三角载波vtri1生成50％占空比的开关信号驱动单相单级式隔离型单相双向AC/DC变换器的矩阵变换器开关器件S1ia-S4ia(i＝1,2)和S1ib-S4ib(i＝1,2)工作，产生幅值按输入电压大小变化的准方波vp(t)，其表达式为：
Figure FDA0003299501240000011
式中：vp(t)为矩阵变换器输出电压，vCf(t)为AC/DC变换器输入电压，Ts为开关周期；
(2)利用电压控制环输出量δ对频率为fs的单极性三角载波vtri1进行移相，移相时间为电压控制环输出量δ与变换器工作开关周期Ts的乘积，Ts直接给定，得到移相后的三角载波信号vtri2；
(3)利用调制波信号vm(t)与AC/DC变换器输入电压vcf(t)的数学关系进行电流控制环设计，利用电流控制环生成的输出量补偿电网电压vi，得到调制波信号vm(t)；
(4)利用步骤(3)得到的调制波信号vm(t)与直流侧电压指令值Vo *按下式进行变换，得到调制信号d(t)、1-d(t)；
Figure FDA0003299501240000012
Figure FDA0003299501240000013
式中：d(t)为调制信号，vm(t)为调制波信号，Vo *为直流侧参考电压；
(5)将步骤(4)得到的调制信号d(t)与步骤(2)得到的移相后三角载波信号vtri2进行比较，生成开关信号驱动AC/DC变换器的直流侧开关管S21工作，并将该开关信号取反后驱动直流侧开关管S22工作；将步骤(4)得到的调制信号1-d(t)与步骤(2)得到的移相后三角载波信号vtri进行比较，生成开关信号驱动直流侧开关管S24工作，并将该开关信号取反后驱动直流侧开关管S23工作；直流侧全桥变换器输出电压为三电平电压波vq(t)；
(6)利用步骤(1)输出的准方波vp(t)和步骤(5)输出的三电平电压波vq(t)之间的相位差即可进行功率的传输，当vp(t)超前vq(t)时，功率从交流侧流向直流侧；当vp(t)滞后vq(t)时，功率从直流侧流向交流侧。
2.如权利要求1所述的基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，其特征在于：所述变换器输入端连接交流电源，输出端连接负载；所述变换器的拓扑结构包括顺序连接的输入滤波器、矩阵变换器、高频隔离变压器、直流侧全桥变换器、输出稳压电容；其中所述输入滤波器为LC结构，由输入电感Lf和输出电容Cf串联组成；所述矩阵变换器包含四个四象限开关S11-S14，每个四象限开关由两个共发射极的功率开关管S1ia、S1ib(i＝1,2,3,4)组成；所述矩阵变换器一侧与输入滤波器相连，另一侧与高频隔离变压器原边相连；所述高频隔离变压器的变比为1:n，等效漏感为Lt；所述直流侧全桥变换器包含四个二象限开关S21-S24；所述直流侧全桥变换器一侧与高频隔离变压器副边相连，另一侧与输出稳压电容Ct相连。
3.如权利要求1所述的基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，其特征在于：所述步骤(1)中S1ia-S4ia(i＝1,2)和S1ib-S4ib(i＝1,2)的驱动信号采用50％占空比的开关信号；当输入电压为正时，导通所有b组开关管，且对于a组开关管，当开关信号为1时，导通开关管S11a和S14a，关断开关管S12a与S13a；当开关信号为0时，导通开关管S12a和S13a，关断开关管S11a与S14a；当输入电压为负时，导通全部a组开关管，且对于b组开关管，当开关信号为1时，导通开关管S11b和S14b，关断开关管S12b与S13b；当开关信号为0时，导通开关管S12b和S13b，关断开关管S11b与S14b。
4.如权利要求1所述的基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，其特征在于：所述步骤(2)中的电压控制环输出量δ为外移相比指令值，所述外移相比指令值采用将采集得到的直流侧电压Vo和直接给定的直流侧参考电压Vo *作差比较，将作差比较后的结果输入PI控制器得到。
5.如权利要求1所述的基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，其特征在于：所述步骤(3)所述的调制信号vm(t)与AC/DC变换器输入电压vcf(t)的数学关系采用以下步骤推导：
(1a)假设直流侧电压值已稳定为Vo，通过对开关管的控制可以得到直流侧全桥变换器输出电压vq，表达式为：
vq＝S1·Vo
式中S1为开关函数，Vo为直流侧电压，当S21、S24导通时，S1＝1；当S22、S23导通时，S1＝-1；其余情况时S1＝0；根据面积等效原理，有：
Figure FDA0003299501240000021
式中：
Figure FDA0003299501240000022
为电压vq在半个开关周期的平均值，Ts为开关周期，
Figure FDA0003299501240000023
为开关函数S1在半个开关周期的平均值，Vo为直流侧电压；
(2a)当调制波信号vm(t)、AC/DC变换器输入电压vcf(t)均大于0，即处于正弦波的正半周时，调制信号d(t)表达式为：
Figure FDA0003299501240000031
式中：d(t)为调制信号，vm(t)为调制波信号，Vo为直流侧电压；
对于[0,Ts/2]，对开关周期求平均等效有：
Figure FDA0003299501240000032
式中：d(t)为调制信号，
Figure FDA0003299501240000033
为开关函数S1在半个开关周期的平均值；
故有：
Figure FDA0003299501240000034
式中：
Figure FDA0003299501240000035
为电压vq在半个开关周期的平均值，vm(t)为调制波信号，Ts为开关周期；
对于[Ts/2,Ts],对开关周期求平均等效有：
Figure FDA0003299501240000036
式中：d(t)为调制信号，
Figure FDA0003299501240000037
为开关函数S1在半个开关周期的平均值；
故有：
Figure FDA0003299501240000038
式中：
Figure FDA0003299501240000039
为电压vq在半个开关周期的平均值，vm(t)为调制波信号，Ts为开关周期；
(3a)调制波信号vm(t)、AC/DC变换器输入电压vcf(t)均小于0，即处于正弦波的负半周时，vq与vm(t)的关系与步骤(2a)结论相同；
(4a)由步骤(2a)及步骤(3a)可以得到一般情况下的直流侧全桥变换器输出电压vq与调制波信号vm(t)间的关系：
Figure FDA00032995012400000310
式中：
Figure FDA00032995012400000311
为电压vq在半个开关周期的平均值，vm(t)为调制波信号，Ts为开关周期；
(5a)对于所述变换器所包含的的等效漏感Lt的两端电压恒满足下述关系：
vL(t)＝vp(t)-vq(t)
式中：vL(t)为变压器等效漏感电压，vp(t)为矩阵变换器输出电压，vq(t)为直流侧全桥变换器输出电压，Ts为开关周期；
(6a)由步骤(4a)及步骤(5a)可以得到AC/DC变换器输入电压vCf(t)与调制信号vm(t)间的关系：
Figure FDA0003299501240000041
式中：vCf为AC/DC变换器输入电压，vm(t)为调制波信号，
Figure FDA0003299501240000042
为电感电压vL在半个开关周期的平均值。
6.如权利要求1所述的基于调制信号补偿的隔离型AC/DC变换器控制方法，其特征在于：所述步骤(3)中电流控制环输出量的生成过程包括以下步骤：
(1b)根据步骤(2)所得到的电压控制环输出量δ和变换器固有参数，按下式计算，得到网侧电流d轴分量指令iid *；
Figure FDA0003299501240000043
式中：K1为比例系数，iid *为网侧电流d轴分量指令，δ为移相比指令，n为变压器变比，Vi为网侧电压幅值，Lt为变压器等效漏感，fs为开关频率；
(2b)对步骤(1b)所得到的网侧电流d轴分量指令iid *和直接给定的网侧电流q轴分量指令iiq *进行反park变换，得到网侧电流指令值ii *；
(3b)采用电流传感器采集网侧电流ii，将步骤(2b)得到的网侧电流指令值ii *与网侧电流ii作差比较，将作差比较后的结果输入PR控制器，进而得到电流控制环输出量；所述PR控制器为准比例谐振控制器，所述准比例谐振控制器的传递函数Gpr(s)表达式如下：
Figure FDA0003299501240000044
式中：kp为控制器比例增益，kr为控制器谐振增益，ωc为截止频率，ωi为谐振频率，fi为电网基波频率，s为复频域自变量。
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