CN104901522A - 一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于串联补偿思想的二次脉动功率解耦闭环控制方法，所公开的闭环控制方法直接将直流电流的误差反馈给解耦电路，通过改变解耦电路串联接入直流侧的等效电压值来维持直流侧电流的恒定；而解耦电容电压只需要通过整流级的调制维持其平均值恒定即可。该闭环控制方法能够保证二次脉动功率的完全吸收，不依赖系统参数，具有较强的鲁棒性；并且，只需要通过简单的PI控制器即可实现无误差稳态跟踪。因此，所公开的闭环控制方法具有良好的应用前景和实用价值。

Description

一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法。

背景技术

单相AC/DC变换器，如LED灯驱动、单相不间断电源和单相V2G充电装置等，在电力系统中应用广泛。二次脉动功率是单相变换器的固有问题，造成直流侧电压或电流的低频脉动，带来不期望的危害，例如，造成LED灯低频闪烁、降低蓄电池的使用寿命以及降低入网侧电流质量。

对于单相电流型AC/DC变换器，为了缓冲系统中固有的二次脉动功率，一种简单的方法是大大增加中间直流侧滤波电感的容量。但这种方法称为无源解耦方法，它的优点是简单易操作，缺点是增加了系统的成本、降低了系统的功率密度、不利于装置的模块化设计。

有源解耦方法是一种利用额外的开关装置将二次脉动功率转移到储能原件来进行缓存的二次脉动功率处理方法。这种方法将二次脉动功率从主电路中提取出来，避免了二次脉动功率对主电路的不利影响；并且，由于解耦电容所允许的电压波动范围大，解耦电容的选取可以是容值较小的薄膜电容。相对于无源解耦方法，有源解耦方法成本较低，并且有利于减小系统的体积和重量；因此得到了广泛的关注和研究。针对电流型变换器，常见的有源解耦方法的思路是，增加一个额外的桥臂和一个解耦电容，并与整流/逆变电路复用一个桥臂来实现二次脉动功率缓冲。这类解耦方法需要与整流/逆变电路复用开关，甚至滤波电容；这使得系统的调制变得复杂，且运行约束大大增加。另一个缺点是控制通常采用解耦电容电压参考法，这种方法，一是参数依赖性强，使得解耦电容电压的精确参考不易实现，影响解耦效果；二是没有实现解耦效果的闭环控制，使得解耦控制鲁棒性差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法，解决了单相电流型变换器中的二次脉动功率的闭环控制问题，保证了二次脉动功率的完全吸收，提高了解耦控制的鲁棒性。

一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法，其特征在于，按照以下步骤对变换器的直流侧电流i_dc和解耦电容C1的电压u_c进行控制：

步骤1：采集3路信号，分别是交流侧输入电压u_g、直流侧电流i_dc以及解耦电容C1的电压u_c，对信号进行模数转换处理后传递给DSP处理器；

步骤2：对采集的直流侧电流i_dc和解耦电容C1的电压u_c进行判断，若信号值超过功率器件、电感或电容的额定电压或电流值，则进入PWM信号封锁，否则进入步骤3；所述PWM信号封锁是指所有开关管的开关信号给0，使其处于关断状态；

步骤3：利用电压锁相环获取交流侧输入电压u_g的相角信息ωt；

步骤4：利用PI控制器对直流侧电流i_dc进行闭环控制，其中，直流侧参考电流为给定值，直流侧电流的采样值i_dc为反馈量；

步骤5：利用PI控制器对解耦电容C1的电压平均值U_{0_ref}进行闭环控制，其中，解耦电容C1的电压平均值参考为给定值，解耦电容C1的电压的采样值u_c作为反馈量；

步骤6：利用DSP处理器计算开关信号的占空比，通过载波调制方法和PWM产生电路产生PWM信号，将该信号传输给驱动电路以控制开关管的通断；使得单相电流型变换器的直流侧电流的实际值i_dc跟踪其给定值解耦电容C1的实际电压平均值U_{0_ref}跟踪上其给定值

其中，所述步骤4具体包括如下步骤：

将直流侧电流的参考值与采样得到的直流侧电流值i_dc之差作为PI控制器的输入，PI控制器的输出与输入电流幅值前馈量0.5VIcos(2ωt)/i_dc之和作为解耦电容C1串联接入电路中的等效电压指令值u_{AB_ref}，其表达式如下：

$u_{AB\_ref}=0.5VIcos\left(2\mathrm{\ω}t\right)/i_{dc}+L^{-1}\left\{(k_{p1}+\frac{k_{i1}}{s})e_i\left(s\right)\right\}$

其中，V是交流侧输入电压的幅值，I是交流侧输入电流的幅值，k_p1为比例控制系数，k_i1为积分控制系数，误差e_i(s)为直流侧电流的参考值i_{dc_ref}与直流侧电流值i_dc之差，L^-1{}为反拉普拉斯算子，u_{AB_ref}将作为简化的H桥中开关信号占空比计算的输入之一。

其中，所述步骤5具体包括如下步骤：

将解耦电容C1的电压采样值经过一个低通滤波器后得到其平均值U_{0_ref}，将参考值与该平均值做差，其结果作为PI控制器的输入，PI控制器的输出作为输入电流参考的幅值信号，通过将此幅值信号乘以输入电压相位信号ωt的余弦值后作为输入参考电流i_{g_ref}，其表达式如下：

$i_{g\_ref}=\left\{L^{-1}\right\{(k_{p2}+\frac{k_{i2}}{s})\left(U_{0\_ref}-\frac{u_c}{1+\mathrm{\τ}s}\right)\left\}\right\}\cos \left(\mathrm{\ω}t\right)$

其中，U_{0_ref}是解耦电容电压的平均值，u_c是解耦电容电压采样值，k_p2为比例控制系数，k_i2为积分控制系数，τ是低通滤波器时间常数。

有益效果：

本发明提出了一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法，该方法将直流电流的波动情况实时反馈给了解耦电路，进行实时闭环校正，能够保证二次脉动功率的完全吸收；并且，系统的控制不再依赖系统参数，抗干扰能力强。

附图说明

图1本发明实施例变换器的结构框图；

图2本发明实施例控制系统DSP控制框图；

图3本发明实施例控制系统的控制算法框图；

图4本发明实施例控制算法流程图；

图5本发明实施例控制系统所采用的载波调制方式示意图；

图6本发明实施例控制算法不工作与正常工作时的实验效果对比图；

图7分别采用解耦电容电压参考法和本发明实施例提出的闭环控制方法时直流电流频谱分析对比图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明进行详细说明如下：

如图1所示，一种具有二次功率解耦的单相电流型变换器，包括网侧变压器1、网侧滤波器2、H桥电路3及功率解耦电路4；网侧变压器1与电网相连，功率解耦电路4通过电感L15与直流负载相连；所述网侧滤波器2包括滤波电感L2和滤波电容C2；滤波电感L2与网侧变压器1的原边串联。

图2为本发明控制系统DSP控制框图，图2中主电路包括具有二次功率解耦功能的单相电流型变换器，控制电路包括控制器7、驱动电路8、及相应的采样调理电路6；网侧滤波器2的右端和网侧变压器1相连，最后接入220V交流电网中。

采样调理电路6的右边部分采样电路负责网侧变压器1副方向电压的采样和调理，采样调理电路6的左边部分采样电路负责直流母线电流以及解耦电路中的解耦电容C1的电压的采样和调理。控制器7负责计算和调制等重要工作，并把各PWM开关信号传递给驱动电路8，从而达到控制各开关的目的。

网侧滤波器2为二阶LC低通滤波器，其作用是：一、滤除开关器件产生的开关纹波电流；二、在一定程度上阻止来自电网的电压谐波对变换器的影响。如图3所示为本发明的控制系统的控制算法框图，本发明中变换器部分的调制采用常规的间接电流调制方法。

假设交流侧输入电压u_g为：

u_g＝Vcos(ωt)        (1)

其中ω为电网电压角频率，V为交流侧输入电压的幅值。

若系统单位功率因数运行，则交流侧输入电流i_g为：

i_g＝Icos(ωt)       (2)

式中I为电流幅值大小。此时变换器交流侧输入功率P_ac将由两部分组成：平均功率P和二次脉动功率

直流侧功率由两部分组成，一部分为负载吸收的功率，另一部分为解耦电容吸收的功率。直流侧功率可表示为:

P_dc＝u_dci_dc+u_ABi_dc        (4)

其中u_dc是负载两端的电压，i_dc为直流负载的电流，u_AB为稳态时解耦电容串联接入电路中的等效电压。

若忽略开关损耗，根据功率守恒，则有：

P_ac＝P_dc        (5)

式(5)左右两边的直流功率部分和交流功率部分对应相等，那么对于直流部分(即平均功率)有：

P＝u_dci_dc＝VI/2        (6)

对于交流部分(即纹波功率)有：

$\tilde{P}=u_{AB}{i}_{dc}=VIcos\left(2\mathrm{\ω}t\right)/2---\left(7\right)$

根据上式可以求得u_AB的表达式为：

u_AB＝0.5VIcos(2ωt)/i_dc         (8)

根据理论计算可知解耦电容C1的端电压为：

$u_{c\_ref}=\sqrt{U_{0\_ref}^2+\frac{VIsin\left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2{\mathrm{\ωC}}_1}}---\left(9\right)$

其中，U_{0_ref}是一个自由度，为了保证解耦电容电压不小于零且能够满足解耦的需要，U_{0_ref}的取值约束表达式如下：

$U_{0\_ref}\&GreaterEqual;\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{P}{{\mathrm{\&omega;C}}_1}}& \frac{1}{2{\mathrm{\&omega;C}}_1}\&GreaterEqual;\frac{u_{dc}^2}{P}\\ \sqrt{u_{dc}^2+\frac{P^2}{4{\mathrm{\&omega;}}^2{C}_1^2{u}_{dc}^2}}& \frac{1}{2{\mathrm{\&omega;C}}_1}<\frac{u_{dc}^2}{P}\end{array}\right.---\left(10\right)$

C₁是解耦电容C1的容值，解耦电容电压的平均值可近似认为等于U_{0_ref}。因此，直流侧电流的控制器和解耦电容电压的控制器设计分别如下：

$u_{AB\_ref}=0.5VIcos\left(2\mathrm{\&omega;}t\right)/i_{dc}+L^{-1}\left\{(k_{p1}+\frac{k_{i1}}{s})e_i\left(s\right)\right\}---\left(11\right)$

$i_{g\_ref}=\left\{L^{-1}\right\{(k_{p2}+\frac{k_{i2}}{s})(U_{0\_ref}-\frac{u_c}{1+\mathrm{\&tau;}s})\left\}\right\}cos\left(\mathrm{\&omega;}t\right)---\left(12\right)$

其中，L^-1{}为反拉普拉斯算子，k_p1、k_p2为比例控制系数，k_i1、k_i2为积分控制系数，τ是时间常数，u_c是解耦电容电压的实时采样值，误差e_i(s)为直流侧电流的参考i_{dc_ref}与直流侧电流i_dc之差，u_{AB_ref}为校正后解耦电容串联接入电路中等效电压指令值，i_{g_ref}是输入电流参考值。

如图4所示，为本发明的控制算法流程图，输入电网电压为220V/50Hz，变压器原副边变比为10:3，输入滤波电容C2的电容量为20uF，输入滤波电抗L2的电感量为0.6mH，解耦电容量为90uF,直流母线上直流电抗L1的电感量为3mH，负载电阻R为8.7Ω，直流侧电流参考值大小为4A，采样频率和开关频率均为20kHz，对本发明中变换器的控制方法步骤如下：

第一步，采集电压u_g、u_c以及电流i_dc，并通过单相锁相环提取电网电压u_g的相位信息ωt；

第二步，利用u_g的相位信息ωt，交流侧输入电流的幅值I以及交流侧输入电压幅值V，根据式(9)，求得解耦电容C1的吸收的二次脉动功率参考0.5VIcos(2ωt)；

第三步，对直流母线电流i_dc与直流电流参考值相减，其差作为电流环PI控制器的输入，PI控制器的输出与前馈量0.5VIcos(2ωt)/i_dc相加，得到解耦电容串联接入电路中等效电压指令值u_{AB_ref}；

第四步，将检测到的解耦电容的电压值u_c通过一个低通滤波器，然后与解耦电容电压平均值的参考值相减，其差作为PI控制器的输入，PI控制器的输出与输入电流幅值前馈量的和乘以cos(ωt)后作为交流侧输入电流控制器的输入电流的参考i_{g_ref}；

第五步，根据输入电流的参考i_{g_ref}和解耦电容串联接入电路中等效电压指令值u_{AB_ref}，利用DSP处理器计算开关信号的占空比，通过载波调制方法和PWM产生电路产生PWM信号，将该信号传输给驱动电路以控制开关管的通断；整流电路和解耦电路采用的载波相差180°，以减小直流侧电感电流的纹波。

解耦电路有四种工作模式：第一种工作模式：开关S5和S6闭合，此时直流电流流经开关管S5，解耦电容C1，以及S6，流过解耦电容C1的电流为-i_dc；第二种工作模式：开关S5闭合，S6打开，此时直流电流流经开关管S5，D6；第三种工作模式：开关S5打开，S6闭合，此时直流电流流经开关管D5，S6；在第二和三种模式中，流过解耦电容C1的电流近似为0。第四种工作模式中，S5和S6打开，此时直流电流流经开关管D5，解耦电容C1，以及D6，流过解耦电容C1的电流为i_dc。

实验结果证实了所提拓扑和控制方法的正确性和可行性。图5为实验中整流电路和解耦电路开关控制所采用的载波调制方式示意图。图6为本发明控制算法不工作与正常工作时的实验效果对比图，开始时本发明控制算法不工作，此时拓扑相当于传统的单相电流型变换器，然后突然投入运行本发明控制算法进行功率解耦，可以看出投入解耦电路以后直流电流的脉动明显降低，直流电流为常数。图7是常规的解耦电容电压参考法和本发明公开基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法分别作用时的直流电流的频谱分析结果。由图可知，在本文所提出的闭环控制方法下，直流侧电流的二次分量进一步减少到解耦电容电压跟踪法时的37.45％，解耦效果更加明显。

Claims (3)

1.一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法，其特征在于，按照以下步骤对变换器的直流侧电流i_dc和解耦电容C1的电压u_c进行控制：

步骤1：采集3路信号，分别是交流侧输入电压u_g、直流侧电流i_dc以及解耦电容C1的电压u_c，对信号进行模数转换处理后传递给DSP处理器；

步骤2：对采集的直流侧电流i_dc和解耦电容C1的电压u_c进行判断，若信号值超过功率器件、电感或电容的额定电压或电流值，则进入PWM信号封锁，否则进入步骤3；所述PWM信号封锁是指所有开关管的开关信号给0，使其处于关断状态；

步骤3：利用电压锁相环获取交流侧输入电压u_g的相角信息ωt；

步骤4：利用PI控制器对直流侧电流i_dc进行闭环控制，其中，直流侧参考电流为给定值，直流侧电流的采样值i_dc为反馈量；

步骤5：利用PI控制器对解耦电容C1的电压平均值U_{0_ref}进行闭环控制，其中，解耦电容C1的电压平均值参考为给定值，解耦电容C1的电压的采样值u_c作为反馈量；

步骤6：利用DSP处理器计算开关信号的占空比，通过载波调制方法和PWM产生电路产生PWM信号，将该信号传输给驱动电路以控制开关管的通断；使得单相电流型变换器的直流侧电流的实际值i_dc跟踪其给定值解耦电容C1的实际电压平均值U_{0_ref}跟踪上其给定值

2.根据权利要求1所述的一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括如下步骤：

将直流侧电流的参考值与采样得到的直流侧电流值i_dc之差作为PI控制器的输入，PI控制器的输出与输入电流幅值前馈量0.5VIcos(2ωt)/i_dc之和作为解耦电容C1串联接入电路中的等效电压指令值u_{AB_ref}，其表达式如下：

$u_{\mathrm{AB}\_\mathrm{ref}}=0.5\mathrm{VI}\cos \left(2\mathrm{\&omega;t}\right)/i_{\mathrm{dc}}+L^{-1}\left\{(k_{p1}+\frac{k_{i1}}{s})e_i\left(s\right)\right\}$

其中，V是交流侧输入电压的幅值，I是交流侧输入电流的幅值，k_p1为比例控制系数，k_i1为积分控制系数，误差e_i(s)为直流侧电流的参考值i_{dc_ref}与直流侧电流值i_dc之差，L^-1{}为反拉普拉斯算子，u_{AB_ref}将作为简化的H桥中开关信号占空比计算的输入之一。

3.根据权利要求1所述的一种基于串联补偿的二次脉动功率解耦闭环控制方法，其特征在于，所述步骤5具体包括如下步骤：

将解耦电容C1的电压采样值经过一个低通滤波器后得到其平均值U_{0_ref}，将参考值与该平均值做差，其结果作为PI控制器的输入，PI控制器的输出作为输入电流参考的幅值信号，通过将此幅值信号乘以输入电压相位信号ωt的余弦值后作为输入参考电流i_{g_ref}，其表达式如下：

$i_{g\_\mathrm{ref}}=\left\{L^{-1}\right\{(k_{p2}+\frac{k_{i2}}{s})(U_{0\_\mathrm{ref}}-\frac{u_c}{1+\mathrm{\&tau;s}})\left\}\right\}\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)$

其中，U_{0_ref}是解耦电容电压的平均值，u_c是解耦电容电压采样值，k_p2为比例控制系数，k_i2为积分控制系数，τ是低通滤波器时间常数。