CN102969877B - 采用分裂电容串联阻尼电阻的lcl滤波器设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种应用于风力发电技术领域的采用分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器及设计方法，其中：网侧电抗器和并网逆变器侧电抗器顺序串联连接，第一三相滤波电容和阻尼电阻串联并接于两电抗器串联节点上；第二三相滤波电容器直接并接于两电抗器串联节点上；三相电网电源接到网侧电抗器Lg端子上；并网逆变器的全控整流桥的三相交流侧接到电抗器的端子上。本发明解决了LCL滤波的电压型可控逆变器的稳定性问题，能够有效降低阻尼电阻上的功率损耗，提高并网逆变器系统的整机效率，从而减轻了系统散热的设计压力。

Description

采用分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器设计方法

技术领域

本发明涉及风电并网变流器技术领域，具体地，涉及一种采用分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器及设计方法。 

背景技术

三相电压源型并网逆变器具有输出电流谐波含量低，功率因数调节以及能量双向流动的优点，体积小且重量轻，因此在有源滤波、电力传统以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电系统等领域得到了广泛的应用。 

采用PWM调制技术控制的三相电压源型并网逆变器的变流器侧会产生开关频率以及开关频率整数倍的谐波频率电流，该谐波电流会对电网电压造成污染，严重影响电气设备的运行和工作。为了消除变流器输出的电流谐波，并网逆变器的输出滤波器一般采用L型。单电感L型滤波器结构简单，但是其对高频谐波衰减特性不够理想，需要较大的电感量或者需要采用较高开关频率才能获取较为良好的电流衰减效果。在大功率应用场合，由于受到开关频率不能过高的限制，采用L型滤波器难以满足并网电流的谐波标准要求，常常采用LCL滤波器。相比L型滤波器，LCL滤波器对高频谐波具有更好的衰减效果，能够在相同电感量的情况下得到更为优异的滤波效果，相同滤波效果下，能够大大减小电感量，缩小电抗器的体积。 

但是由于LCL滤波器属于三阶系统，存在谐振峰值，在谐振电流的激发下，容易导致变流器控制的不稳定，因此需要采取一定的谐振抑制措施。目前在大功率风电领域中应用较多的是无源阻尼法，如在电容支路上串联阻尼电阻。该方法不需要增加额外的控制算法，实现简单，但是加入的阻尼电阻会增加系统的额外损耗，尤其是大功率应用场合，往往需要为阻尼电阻增加专用的冷却装置。现有的有源阻尼方法通过修正控制算法替代阻尼电阻，常见的有虚拟电阻法、超前网络法、基于遗传算法的主动阻尼法，但是这些方法需要额外增加电压传感器或者电流传感器以及额外的复杂控制算法，不仅提高了系统的硬件电路成本，而且增加的传感器等器件也降低了变流器系统的整体可靠性。 

如公开号为102522879A的中国发明专利，该专利提供一种LCL并网逆变器系统的有源阻尼方法，通过设置共轭零点或独立零点，对消LCL滤波器在并网逆变器系统中产生的共轭谐振极点或将共轭谐振极点吸引至稳定区域内，采用网侧电感电流反馈和引入LCL滤波器中的状态变量进行反馈补偿的方法来实现。通过对网侧电感电压进行反馈补偿，来控制LCL滤波器的谐振阻尼，进而对并网逆变器系统的进网电流波形和幅值进行控制，可以有效抑制电网电压谐波对进网电流的影响。 

如公开号为102263417A的中国发明专利，该专利提供一种光伏并网逆变器中LCL滤波器混合阻尼参数设计方法,其特征在于采用了主动阻尼和被动阻尼协同工作的方法对LCL滤波器的谐振进行抑制。主动阻尼部分采用滤波器电容电流反馈的控制方法,被动阻尼部分采用滤波电容串联阻尼电阻的方法。对于一个LCL滤波器,在保证足够的阻尼系数的情况下,计算被动阻尼所需的阻尼电阻大小,以及主动阻尼的反馈系数,并对设计的协同控制阻尼方案进行校验,阻尼电阻的损耗尽可能小,系统控制延迟不对阻尼运行产生影响,且阻尼对于强电网接入和偏远地区弱电网接入均具有适应性。它适用于采用LCL滤波的并网光伏发电系统,以及燃料电池、风力发电并网系统。 

公开号为102522879A的中国发明专利，通过采用网侧电感电压反馈补偿，实现了对LCL滤波器的谐振阻尼，该方案的明显缺陷是需要提供额外的电压传感器来采集电感电压，增加了系统的硬件成本，此外控制算法中采用的微分调节器数字实现是一个难点，且微分环节比较容易引入干扰，影响系统的控制精度和稳定性；公开号为102263417A的中国发明专利，通过采用在滤波电容器上串联阻尼电阻以及引入滤波器电容电流反馈的混合阻尼方案，实现了对LCL滤波器的谐振阻尼，该方案的最大优点是具有较强的电网适应能力，最大缺陷是需要提供额外的电流传感器来采集滤波器电容电流，增加了系统的硬件成本，且增加了算法的复杂程度。上述两种方案均为有源阻尼方案，有源阻尼控制最大的缺点是需要额外的传感器，通过修改控制算法实现对LCL滤波器的谐振阻尼，但是增加的传感器影响系统的可靠性，增加系统的故障点，给系统的可靠运行带来一定的安全隐患。对大功率风电变流器特别是应用于海上风电的变流器，系统的安全、可靠运行往往是设计者更为关注的重点，在这种情况下，无源阻尼控制不失为一种最好的选择方案。 

传统的无源阻尼控制是在LCL滤波器的滤波电容支路上串联电阻，从而实现了对LCL滤波器的谐振阻尼，但是无源阻尼控制最大的缺陷是串联阻尼电阻需要消耗 较大的有功功率，给系统的散热设计带来了一定的挑战，因此对于无源阻尼控制，如何降低阻尼电阻的功率损耗是个难点问题。 

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种采用分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器，该方案将传统完全电容阻尼方案中的电容均分为两个部分，只在其中的一半电容上串联阻尼电阻，另外一半电容则不串联阻尼电阻，本发明提出的分裂电容无源阻尼方案，不需要增加任何额外的传感器，且不增加控制算法的复杂性，而且相比传统无源阻尼方法，能够降低阻尼电阻的功率损耗，从而提高了整个变流器的效率，在一定程度上减轻了系统散热的压力。 

根据本发明的一个方面，提供一种采用分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器，主要由网侧电抗器Lg、第一三相滤波电容器Cd1、阻尼电阻Rd、第二三相滤波电容器Cd2和并网逆变器侧电抗器Li构成；其中：网侧电抗器Lg和并网逆变器侧电抗器Li顺序串联连接，第一三相滤波电容Cd1和阻尼电阻Rd串联再与第二三相滤波电容器Cd2并联，将该并联支路看作一个整体，取三个完全相同的该并联支路，采用星形（Y）连接方式分别连接于两电抗器Lg、Li串联节点U1、V1和W1上；三相电网电源接到网侧电抗器Lg端子U、V和W上；并网逆变器的全控整流桥QH1的三相交流侧接到电抗器Li的端子U2、V2和W2上。 

优选地，所述第一三相滤波电容器Cd1和第二三相滤波电容器Cd2取为相同的容值。 

优选地，第一三相滤波电容器Cd1与阻尼电阻Rd的串联支路也可以连接为角形（Δ）连接方式，在电网电压较低的情况下能够减小电容器和阻尼电阻的取值为星形（Y）连接方式的三分之一。 

优选地，第二三相电容器Cd2也可以连接为角形（Δ）连接方式。 

根据本发明的一个方面，提供一种上述LCL滤波器的阻尼电阻的设计方法，该方法是在计算机中依次按照以下步骤进行仿真设计的： 

步骤（1）：在初始化模块中对LCL滤波器参数进行初始化，Lg为LCL滤波器的电网侧电感值，Li为LCL滤波器的逆变器侧电感值，Cf为LCL滤波器的滤波电容值；fb为基波频率，fsw为开关频率；并将初始化结果输入谐振角频率设计模 块； 

步骤（2）：在谐振角频率设计模块中，根据初始化的结果计算LCL滤波器的谐振角频率ω_res，并将该数值传给阻尼电阻参数设计模块，谐振角频率ω_res公式为： 

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_g+L_i}{L_g{L}_i{C}_f}};$

步骤（3）：在阻尼电阻参数设计模块中考虑分裂电容阻尼方案中的阻尼电阻值取R_d=2kR_b，其中R_b为传统无源阻尼方案中采用阻尼电阻值： 

$R_b=\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}{C}_f}=\frac{1}{3}\sqrt{\frac{L_g{L}_i}{(L_g+L_i)C_f}};$

步骤（4）：在阻尼电阻参数设计模块中根据上述步骤中的给定和计算参数，按照下式选取参数k的下限值，以保证分裂电容阻尼方案在谐振频率处能够有效地抑制LCL的谐振峰值 

$k>6\sqrt{\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^2{(L_g+L_i)}^2-4}}=6\sqrt{\frac{L_g{L}_i{C}_f}{{(L_g+L_i)}^3-4L_g{L}_i{C}_f}};$

步骤（5）：在上述（4）的前提下进一步确定k值的具体取值范围，分裂电容阻尼方案阻尼电阻功率损耗小于完全阻尼方案的阻尼电阻功率损耗，需要满足下式 

$2k^2={\left(\frac{\mathrm{\ω}}{3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2-[1+{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2]k+2>0;$

步骤（6）：在阻尼电阻参数设计模块中对于不同频率ω不断进行步骤（5），求出k值的取值范围并结合步骤（4）求出的k值下限值，从而确定出分裂电容阻尼方案的阻尼电阻的取值范围，其中考虑基波频率ω=2πfb、谐振频率ω=ω_res和开关频率ω=2πfsw三种频率情况。 

步骤（7）：阻尼电阻参数设计模块再根据以上得到的参数按照下述公式求解分裂电容阻尼方案在谐振频率处的衰减值dp，以及在基波频率、谐振频率和开关频率处与传统方案的功率损耗比η(ω)，并将这些结果传给参数输出模块； 

$\mathrm{dp}=201g\frac{\sqrt{10+k^2}}{\frac{k}{2}\sqrt{\frac{{(L_g+L_i)}^3}{L_g{L}_i{C}_f}}};$

$\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1+{\mathrm{\ω}}^2{C}_f^2{R_d}^2}{2/k+2k{\mathrm{\ω}}^2{C}_f^2{R_d}^2};$

步骤（8）：参数输出模块输出不同k值情况下的阻尼电阻值Rd，谐振频率处幅值衰减度dp，功率损耗比η(ω_b)、η(ω_res)和η(ω_sw)，并根据幅值衰减度dp和功率损耗比η(ω_b)、η(ω_res)和η(ω_sw)选择阻尼电阻值Rd’。 

优选地，所述参数输出模块选择阻尼电阻值Rd’，其选择原则为dp<-0.5，η(ω_b)<0.9，η(ω_res)<0.75，η(ω_sw)<0.5。 

与现有无源阻尼技术相比，本发明具有如下的有益效果： 

本发明提出的分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器的无源阻尼方案，解决了LCL滤波的电压型可控逆变器的稳定性问题，相比采用全部电容串联阻尼电阻的传统无源阻尼方案能够有效降低阻尼电阻上的功率损耗，提高并网逆变器系统的整机效率，从而降低阻尼电阻的发热量，减轻了系统散热的设计压力。 

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显： 

图1为本发明提出的分裂电容无源阻尼方案的实施方法流程图。 

图2为传统完全电容阻尼方案的电路原理图。 

图3为本发明提出的分裂电容无源阻尼方案的实施电路原理图。 

图4为传统完全电容阻尼方案的结构框图。 

图5为本发明提出的分裂电容无源阻尼方案的结构框图。 

图6为传统方案和实施方案随着阻尼电阻变化的幅频曲线图。 

图7为实施方案与传统方案的阻尼电阻功耗随着阻尼电阻变化的曲线图。 

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。 

该设计是为风电并网逆变器提供阻尼解决方案，阻尼电阻的选择方法流程如图1所示。本本实施例针对的分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器，如图3所示，该滤波器是一种具有抑制并网LCL型滤波器谐振的无源阻尼方案，主要由网侧电抗器Lg、第一三相滤波电容Cd1、第二三相滤波电容Cd2、第一三相滤波电容Cd1上串联的阻尼电阻R1和变频器侧电抗器Li组成。网侧电抗器Lg和并网逆变器侧电抗器Li顺序串联连接，第一三相滤波电容Cd1和阻尼电阻Rd串联再与第二三相滤波电容器Cd2并联，将该并联支路看作一个整体，取三个完全相同的该并联支路，采用星形（Y）连接方式分别连接于两电抗器Lg、Li串联节点U1、V1和W1上；三相电网电源接到网侧电抗器Lg端子U、V和W上；并网逆变器的全控整流桥QH1的三相交流侧接到电抗器Li的端子U2、V2和W2上。 

本实施例对传统LCL无源阻尼电路进行改进，可用于任何并网逆变器系统。以一台风电并网逆变器为例进行本发明的阻尼电阻设计，LCL滤波器的参数如表1所示，传统无源阻尼LCL电路如图2所示，本实施例所示的分裂电容无源阻尼LCL电路如图3所示。具体实施方法如下： 

表1LCL滤波器的参数值 

1.在初始化模块中对LCL滤波器参数进行初始化。系统采用分裂电容无源阻尼方法进行LCL滤波器的阻尼控制，滤波器参数如表1所示，系统开关频率fsw=2000Hz。 

2.在谐振角频率设计模块中，计算LCL滤波器的谐振角频率ω_res

${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_g+L_i}{L_g{L}_i{C}_f}}=611\mathrm{Hz}$

3.在阻尼电阻设计模块中，对于传统无源阻尼方案中采用阻尼电阻Rb一般按照下式考虑 

$R_b=\frac{1}{3{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}{C}_f}=\frac{1}{3}\sqrt{\frac{L_g{L}_i}{(L_g+L_i)C_f}}=0.35\mathrm{\&Omega;}$

取分裂电容阻尼方案中的阻尼电阻值为Rd=2kRb=0.7k 

4.将系统参数带入阻尼电阻参数设计模块中，为保证分裂电容阻尼方案在谐振频率处能够有效地抑制LCL的谐振峰值，需要满足 

$k>6\sqrt{\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{(L_g+L_i)}^2-4}}=6\sqrt{\frac{L_g{L}_i{C}_f}{{(L_g+L_i)}^3-4L_g{L}_i{C}_f}}=1.6141$

根据图4所示的传统完全电容阻尼方案的结构框图可得滤波器传递函数为 

$G\left(s\right)=\frac{R_d{C}_{f}s+1}{L_g{L}_i{C}_f{s}^3+(L_g+L_i)R_d{C}_f{s}^2+(L_g+L_i)s}$

根据图5所示的的分裂电容无源阻尼方案的结构框图可得滤波器传递函数为 

$G\left(s\right)=\frac{k{R}_d{C}_{f}s+1}{0.5k{R}_d{L}_g{L}_i{C_f}^2{s}^4+L_g{L}_i{C}_f{s}^3+(L_g+L_i)R_d{C}_f{s}^2+(L_g+L_i)s}$

图6为不同k取值下两种无源阻尼方案的幅频曲线图，从图6中可以看出，当k大于1.61也即Rd的取值大于1.12Ω时候，采用分裂电容阻尼方案能够有效实现LCL的谐振阻尼，这与理论分析的结果相同。 

5.在上述（4）的前提下进一步确定k值的具体取值范围，考虑分裂电容阻尼方案阻尼电阻功率损耗小于传统采用的完全阻尼方案的阻尼电阻功率损耗，需要满足下式 

$2k^2={\left(\frac{\mathrm{\&omega;}}{3{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2-[1+{\left(\frac{\mathrm{\&omega;}}{3{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2]k+2>0$

6.在阻尼电阻参数设计模块中，对于不同频率ω不断进行步骤（5），一般主要考虑基波频率、谐振频率和开关频率。考虑基波频率ω=2πfb，代入步骤（5）求解可得：k<2.0045，k>669.9；考虑谐振频率ω=ω_res，代入步骤（5），方程无解，简单分析可知，不论k取何值，步骤（5）中的不等式恒成立；考虑开关频率ω=2πfsw，代入步骤（5），方程无解，简单分析可知，不论k取何值，步骤（5）中的不等式也恒成立。结合步骤（4），可得k取值范围为：1.6141<k<2.0045。 

7.在阻尼电阻参数设计模块中，按照k取值的范围，选择不同的k取值，按照下述计算公式，依次求解谐振频率处的衰减值dp和分裂电容阻尼方案在基波频率、 谐振频率和开关频率处与传统无源阻尼方案的功率损耗比η(ω) 

$\mathrm{dp}=201g\frac{\sqrt{10+k^2}}{\frac{k}{2}\sqrt{\frac{{(L_g+L_i)}^3}{L_g{L}_i{C}_f}}}$

$\mathrm{\&eta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\frac{1+{\mathrm{\&omega;}}^2{C}_f^2{R_d}^2}{2/k+2k{\mathrm{\&omega;}}^2{C}_f^2{R_d}^2}$

图7为不同k取值情况下，两种无源阻尼方案的损耗比曲线，从图7中可以看出，当k<2时候，不管在基波频率处、谐振频率处还是开关频率处，本发明提出的无源阻尼方案功率损耗均小于传统方案，与理论分析结果相同。 

8.参数输出模块输出不同k取值情况下的阻尼电阻值Rd，谐振频率处幅值衰减度dp，功率损耗比η(ω_b)、η(ω_res)和η(ω_sw)，如表3所示。根据表3所示的幅值衰减度dp和功率损耗比η(ω_b)、η(ω_res)和η(ω_sw)可以选择合适的阻尼电阻值应用于分裂电容无源阻尼方案中，在实际应用中可以考虑取k=1.8，也即Rd=1.26Ω，能够很好地实现LCL的谐振阻尼，而且能够相比完全阻尼方案能够有效降低阻尼电阻上的功率损耗。 

表3LCL滤波器谐振频率衰减度和阻尼电阻损耗情况 

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。 

Claims (6)

1.一种采用分裂电容串联阻尼电阻的LCL滤波器中的阻尼电阻的设计方法，其特征在于，所述LCL滤波器由网侧电抗器Lg、第一三相滤波电容器Cd1、阻尼电阻Rd、第二三相滤波电容器Cd2和并网逆变器侧电抗器Li构成；其中：网侧电抗器Lg和并网逆变器侧电抗器Li顺序串联连接，第一三相滤波电容器Cd1和阻尼电阻Rd串联再与第二三相滤波电容器Cd2并联，将该并联支路看作一个整体，取三个完全相同的该并联支路，采用星形(Y)连接方式分别连接于两电抗器Lg、Li串联节点U1、V1和W1上；三相电网电源接到网侧电抗器Lg端子U、V和W上；并网逆变器的全控逆变桥QH1的三相交流侧接到电抗器Li的端子U2、V2和W2上；

所述方法在计算机中依次按照以下步骤进行仿真设计：

步骤(1)：在初始化模块中对LCL滤波器参数进行初始化，Lg为LCL滤波器的电网侧电感值，Li为LCL滤波器的逆变器侧电感值，Cf为LCL滤波器的滤波电容值；fb为基波频率，fsw为开关频率；并将初始化结果输入谐振频率设计模块；

步骤(2)：在谐振频率设计模块中，根据初始化的结果计算LCL滤波器的谐振频率ω_res，并将该数值传给阻尼电阻参数设计模块，谐振频率ω_res公式为：

${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_g+L_i}{L_g{L}_i{C}_f}};$

步骤(3)：在阻尼电阻参数设计模块中考虑分裂电容阻尼方案中的阻尼电阻值取R_d＝2kR_b，其中R_b为传统无源阻尼方案中采用阻尼电阻值：

$R_b=\frac{1}{3{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}{C}_f}=\frac{1}{3}\sqrt{\frac{L_g{L}_i}{(L_g+L_i)C_f}};$

步骤(4)：在阻尼电阻参数设计模块中根据上述步骤中的给定和计算参数，按照下式选取参数k的下限值，以保证分裂电容阻尼方案在谐振频率处能够有效地抑制LCL滤波器的谐振峰值

$k>6\sqrt{\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{(L_g+L_i)}^2-4}}=6\sqrt{\frac{L_g{L}_i{C}_f}{{(L_g+L_i)}^3-4L_g{L}_i{C}_f}};$

步骤(5)：在上述步骤(4)的前提下进一步确定k值的具体取值范围，分裂电容阻尼方案阻尼电阻功率损耗小于完全阻尼方案的阻尼电阻功率损耗，需要满足下式

$2k^2{\left(\frac{\mathrm{\&omega;}}{3{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2-[1+{\left(\frac{\mathrm{\&omega;}}{3{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2]k+2>0;$

步骤(6)：在阻尼电阻参数设计模块中对于不同频率ω不断进行步骤(5)，求出k值的取值范围并结合步骤(4)求出的k的下限值，从而确定出分裂电容阻尼方案的阻尼电阻的取值范围；

步骤(7)：阻尼电阻参数设计模块再根据以上得到的参数按照下述公式求解分裂电容阻尼方案在谐振频率处幅值衰减度dp，以及在基波频率、谐振频率和开关频率处与传统方案的功率损耗比η(ω)，并将这些结果传给参数输出模块；

$\mathrm{dp}=201g\frac{\sqrt{10+k^2}}{\frac{k}{2}\sqrt{\frac{{(L_g+L_i)}^3}{L_g{L}_i{C}_f}}};$

$\mathrm{\&eta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\frac{1+{\mathrm{\&omega;}}^2{C}_f^2{R_d}^2}{2/k+2k{\mathrm{\&omega;}}^2{C}_f^2{R_d}^2};$

步骤(8)：参数输出模块输出不同k值情况下的阻尼电阻值Rd，谐振频率处幅值衰减度dp，功率损耗比η(ω_b)、η(ω_res)和η(ω_sw)，最终根据谐振频率处幅值衰减度dp和功率损耗比η(ω_b)、η(ω_res)和η(ω_sw)选择阻尼电阻值Rd’。

2.根据权利要求1所述的阻尼电阻的设计方法，其特征在于，步骤(6)中，阻尼电阻参数设计模块对于不同频率ω不断进行步骤(5)，其中包括基波频率ω＝2πfb、谐振频率ω＝ω_res和开关频率ω＝2πfsw三种频率情况。

3.根据权利要求1所述的阻尼电阻的设计方法，其特征在于，步骤(8)中，所述参数输出模块选择阻尼电阻值Rd’，其选择原则为dp<-0.5，η(ω_b)<0.9，η(ω_res)<0.75，η(ω_sw)<0.5。

4.根据权利要求1-3任一项所述的阻尼电阻的设计方法，其特征在于所述第一三相滤波电容器Cd1和第二三相滤波电容器Cd2取为相同的容值。

5.根据权利要求1-3任一项所述的阻尼电阻的设计方法，其特征在于，所述第一三相滤波电容器Cd1与阻尼电阻Rd的串联支路连接为星形(Y)连接方式，在电网电压较低的情况下，第一三相滤波电容器Cd1与阻尼电阻Rd的串联支路连接为角形(Δ)连接方式，从而减小电容器和阻尼电阻的取值为星形(Y)连接方式的三分之一。

6.根据权利要求1-3任一项所述的阻尼电阻的设计方法，其特征在于，所述第二三相电容器Cd2连接为星形(Y)连接方式，在电网电压较低的情况下，第二三相滤波电容器Cd2连接为角形(Δ)连接方式从而减小电容器的取值为星形(Y)连接方式的三分之一。