CN103516248B - 基于单电流环控制的llcl滤波并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器，本发明将LLCL滤波器串联谐振支路的电容和/或电感分别按电容容量比值和/或电感感抗比值分成并联的2个电容和/或电感，通过测量并联2电容或电感的中间电流作为反馈信号控制逆变器输出，通过零极点配置使受控系统从三阶系统降为一阶系统，即可简化控制算法，改善控制性能。

Description

基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器

技术领域

本发明属于电网变换器的控制技术领域，尤其涉及一种基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器。

背景技术

电压源型并网逆变器具有输出电流谐波含量低、功率因数调节以及能量双向流动的优点，体积小且重量轻，因此在有源滤波、电力传动以及太阳能等可再生能源的并网发电系统等领域得到了广泛的应用。

并网逆变器一般采用高频PWM调制技术，可能导致大量的高次谐波电流注入电网，会对电网电压造成污染，甚至严重影响电气设备的运行和工作，并网电流必须经过滤波装置才能符合并网标准，因此，并网逆变器交流侧输出滤波器的选择与设计尤为重要。进网滤波器结构主要有L、LC、LCL和LLCL四种形式，单电感L型滤波器结构简单，但是其对高频谐波衰减特性不够理想，需要较大的电感量或者需要采用较高的开关频率才能获取较为良好的电流衰减效果，在大中功率的并网逆变器中，一般采用LC型滤波器或带阻尼电阻的LCL型滤波器；而备受关注的LLCL滤波器在实际应用中比较少见。

LLCL滤波器通过在传统LCL滤波器的滤波电容支路中串联一个电感值较小的电感，和滤波电容组成一个串联谐振支路，其串联谐振频率设置在开关频率处，相比于LCL滤波器更能够对开关频率处的电流谐波进行衰减。但是由于滤波器属于三阶系统，存在谐振峰值，在谐振电流的激发下，容易导致变流器控制的不稳定，因此需要采取一定的谐振抑制措施。

目前解决上述问题的方法主要有：（1）被动阻尼法，即在LLCL滤波器的串联谐振支路上串联阻尼电阻对谐振起到衰减作用；（2）主动阻尼法，即通过控制算法的改进来消除谐振，在电流控制环中通过零极点配置对谐振的极点进行消除。前者不需要增加额外的控制算法，实现简单，但是串联阻尼电阻需要消耗较大的有功功率，给系统的散热设计带来一定的挑战，尤其是大功率应用场合，往往需要为阻尼电阻增加专门的冷却装置，此外，阻尼电阻设计过大则损耗较大而降低了发电效率，阻尼电阻偏小则在弱电网接入时会因电网电感较大而导致阻尼效果被削减。后者需要额外增加电压传感器或者电流传感器或者额外的复杂控制算法，增加了系统的硬件电路成本。

发明内容

针对现有LCL滤波并网逆变器电流控制时存在的系统稳定性、稳态误差和谐波失真等问题，本发明将LLCL滤波器的串联谐振支路的电容和/或电感分别按电容容量比值和/或电感感抗比值分成并联的2个电容和/或电感，并提出了一种基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器。

本发明的基本思想为：

由于谐振的最主要特点是电容电流的急剧增加，所以以电容电流为附加反馈量的虚拟电阻法在主动阻尼中最为常见。若采用单电流环控制将LLCL滤波器的电容和/或电感按特定比例分成并联的前后2个电容和/或电感，通过测量前后2电容或电感的中间电流作为反馈信号控制逆变器输出，通过零极点配置使受控系统从三阶系统降为一阶系统，即可简化控制算法，改善控制性能。

为解决上述技术问题，本发明采用如下的技术方案：

一种基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器，包括相互连接的并网逆变器和LLCL滤波器，LLCL滤波器包括与并网逆变器输出端相连的并网逆变器侧电抗器L₁、与三相电网电源相连的电网侧电抗器L₂和串联谐振支路，并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂顺序串联连接，串联谐振支路连接于并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂的串联节点上；所述的串联谐振支路由电容C_f1、C_f2并联后与电感L_f串联构成，其中，C_f1/C_f2=L₂/L₁。

一种基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器，包括相互连接的并网逆变器和LLCL滤波器，LLCL滤波器包括与并网逆变器输出端相连的并网逆变器侧电抗器L₁、与三相电网电源相连的电网侧电抗器L₂和串联谐振支路，并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂顺序串联连接，串联谐振支路连接于并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂的串联节点上；所述的串联谐振支路由电感L_f1、L_f2并联后与电容C_f串联构成，其中，L_f1/L_f2=L₁/L₂。

一种基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器，包括相互连接的并网逆变器和LLCL滤波器，LLCL滤波器包括与并网逆变器输出端相连的并网逆变器侧电抗器L₁、与三相电网电源相连的电网侧电抗器L₂和串联谐振支路，并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂顺序串联连接，串联谐振支路连接于并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂的串联节点上；所述的串联谐振支路包括电容C_f1和电感L_f1串联构成的第一串联支路及电容C_f2和电感L_f2串联构成的第二串联支路，第一串联支路和第二串联支路相并联，其中，C_f1/C_f2=L₂/L₁，L_f1/L_f2=L₁/L₂。

一种LLCL滤波并网逆变器的单电流环控制方法，以所述的LLCL滤波器的串联谐振支路中并联的电容或电感间的中间电流为电流反馈控制对象做单电流环控制，通过零极点配置使受控系统从三阶系统降为一阶系统，以实现被控对象传递函数零极点对消。

与现有技术相比，本发明具有以下优点及有益效果：

本发明基于单电流环控制的LLCL滤波并网逆变器，通过被控对象传递函数零极点对消，实现了被控制系统由三阶降为一阶，从而使系统输出具有较小的稳态误差和较强的谐波抑制能力，并能简化逆变器的控制，改善其控制性能。

附图说明

图1为常规LLCL滤波并网逆变器电路结构图；

图2为本发明的LLCL滤波并网逆变器的第一种具体实施方案电路结构图，其中，图（a）为电路拓扑结构图，图（b）为中间电流反馈控制框图；

图3为本发明的LLCL滤波并网逆变器的第二种具体实施方案电路结构图，其中，图（a）为电路拓扑结构图，图（b）为中间电流反馈控制框图；

图4为本发明的LLCL滤波并网逆变器的第三种具体实施方案电路结构图，其中，图（a）为电路拓扑结构图，图（b）为中间电流反馈控制框图。

附图中各符号及标识说明：

E-逆变器输入电压；u_i-逆变器输出电压；u_g-电网电压；u_c-LLCL滤波器串联谐振支路电压；S_a1、S_b1、S_a2、S_b2-绝缘栅双极晶体管；L₁-并网逆变器侧电抗器电感；i₁-并网逆变器侧电抗器电流；L₂-电网侧电抗器电感；i₂-电网侧电抗器电流；C_f-串联谐振支路滤波电容；L_f--串联谐振支路滤波电感；C_f1、C_f2-串联谐振支路滤波电容C_f分成的两电容；L_f1、L_f2-串联谐振支路滤波电感L_f分成的两电感；i₁₂-串联谐振支路中并联的电容或电感间的中间电流；-基准电流。

具体实施方式

下面将结合附图及具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。

图1为常规LLCL滤波并网逆变器电路结构图，常规LLCL滤波并网逆变器包括相互连接的并网逆变器和LLCL滤波器，LLCL滤波器包括与并网逆变器输出端相连的并网逆变器侧电抗器L₁、与三相电网电源相连的电网侧电抗器L₂和串联谐振支路，串联谐振支路为串联的滤波电感L_f和滤波电容C_f；并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂顺序串联连接，串联谐振支路连接于并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂的串联节点上。

图2～4为本发明LLCL滤波并网逆变器的三种具体实施方式。见图2（a），该电路是将图1中LLCL滤波器串联谐振支路中的滤波电容C_f分为两并联电容C_f1和C_f2，然后将并联电容C_f1和C_f2与滤波电感L_f串联，再通过测量电容中间电流i₁₂并将中间电流i₁₂作为反馈信号控制逆变器输出。

见图3（a），该电路是将图1中LLCL滤波器的串联谐振支路中的滤波电感L_f分为两并联电感L_f1和L_f2，然后将并联电感L_f1和L_f2与滤波电容C_f串联，再通过测量电感中间电流i₁₂并将中间电流i₁₂作为反馈信号控制逆变器输出。

见图4（a），该电路将图1中LLCL滤波器的串联谐振支路中的滤波电容C_f分为电容C_f1和C_f2，将图1中LLCL中滤波器的串联谐振支路中的滤波电感L_f分为电感L_f1和L_f2，将电容C_f1和电感L_f1串联，将电容C_f2和电感L_f2串联，将两串联支路并联，通过测量这两个并联支路的中间电流i₁₂并将中间电流i₁₂作为反馈信号控制逆变器输出。

见图1，忽略LLCL滤波器中电感与电容的寄生参数，可分别导出逆变输出电流i₁和电网电流i₂相对于逆变输出电压u_i的信号增益，即输出滤波器的传递函数分别为：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i-i_1}\left(s\right)={\frac{i_1\left(s\right)}{u_i\left(s\right)}|}_{u_g\left(s\right)=0}\\ =\frac{(L_2+L_f)C_f{s}^2+1}{(L_1{L}_2{C}_f+(L_1+L_2)L_f{C}_f)s^3+(L_1+L_2)s}\\ =\frac{((1-\mathrm{\α})L+L_f)C_f{s}^2+1}{\mathrm{Ls}((\mathrm{\α}(1-\mathrm{\α})L+L_f)C_f{s}^2+1)}\end{array}---\left(1\right)$

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_2}\left(s\right)={\frac{i_2\left(s\right)}{u_i\left(s\right)}|}_{u_g\left(s\right)=0}\\ =\frac{{L_{f}C}_f{s}^2+1}{(L_1{L}_2{C}_f+(L_1+L_2)L_f{C}_f)s^3+(L_1+L_2)s}\\ =\frac{{L_{f}C}_f{s}^2+1}{\mathrm{Ls}((\mathrm{\α}(1-\mathrm{\α})L+L_f)C_f{s}^2+1)}\end{array}---\left(2\right)$

式（1）和（2）中：

L=L₁+L₂，L₁=αL，电网等效串联电感L_g被视为L₂的一部分，C_f为滤波电容，L_f为滤波电感。

见图2（b），流经电容C_f1的电流为i_c1，电容C_f1和C_f2之间的电流为i₁₂，逆变器输出电流为i₁，电网电流为i₂，C_f=C_f1+C_f2，C_f1=βC_f，有：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=i_{12}+i_{c1}\\ i_{c1}=\mathrm{\β}(i_1-i_2)\end{array}\right.---\left(3\right)$

经整理，得i₁₂=(1-β)i₁+βi₂。

可见，中间电流i₁₂为电流i₁和i₂的加权平均值，以此作为电流反馈控制量，可得逆变输出电压u_i到反馈量i₁₂的传递函数为：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_{12}}\left(s\right)={\frac{i_{12}\left(s\right)}{u_i\left(s\right)}|}_{u_g\left(s\right)=0}=\frac{((1-\mathrm{\β})(1-\mathrm{\α})L+L_f)C_f{s}^2+1}{\mathrm{Ls}((\mathrm{\α}(1-\mathrm{\α})L+L_f)C_f{s}^2+1)}---\left(4\right)\end{array}$

该传递函数含有3个极点和2个零点，若选择合适的电容容量比值β使上述传递函数的零极点接近或抵消，可使被控制系统由三阶系统降为一阶系统。由分析可知，当电容容量比值β满足：

β=1-α（5）

将简化为一阶系统：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_{12}}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{Ls}}---\left(6\right)\end{array}$

分裂滤波电容可表示为：

$C_{f1}=\frac{L_2}{L_1+L_2}{C}_f---\left(7\right)$

也可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{f1}/C_{f2}=L_2/L_1\\ C_{f1}+C_{f2}=C_f\end{array}\right.---\left(8\right)$

即满足零极点对消使系统由三阶系统降为一阶系统的反馈电流是LLCL滤波器串联谐振支路滤波电容分裂后的中间电流，分裂成前后2部分的电容容量之比等于LLCL滤波器前后两电感的电感量之反比。

在如图3（b）所示的分裂电感法中间电流反馈控制框图中，逆变输出电压u_i到反馈量i₁₂的传递函数为：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_{12}}\left(s\right)={\frac{i_{12}\left(s\right)}{u_i\left(s\right)}|}_{u_g\left(s\right)=0}=\frac{((\mathrm{\γ}-1)(1-\mathrm{\α})L+{\mathrm{\γL}}_f)C_f{s}^2+\mathrm{\γ}}{\mathrm{Ls}((\mathrm{\α}(1-\mathrm{\α})L+L_f)C_f{s}^2+1)\mathrm{\γ}}---\left(9\right)\end{array}$

式（9）中：

$L_f=\frac{L_{f1}\·L_{f2}}{L_{f1}+L_{f2}};$ γ=L_f1/L_f。

当满足：

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{1-\mathrm{\α}}---\left(10\right)$

将简化为一阶系统：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_{12}}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{Ls}}---\left(11\right)\end{array}$

分裂滤波电感可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{f1}/L_{f2}=L_1/L_2\\ L_f=\frac{L_{f1}\·L_{f2}}{L_{f1}+L_{f2}}\end{array}\right.---\left(12\right)$

见图4（b），逆变输出电压u_i到反馈量i₁₂的传递函数为：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_{12}}\left(s\right)={\frac{i_{12}\left(s\right)}{u_i\left(s\right)}|}_{u_g\left(s\right)=0}=\frac{{d_0{s}^4+d}_1{s}^2+1}{\mathrm{Ls}({n_0{s}^4+n}_1{s}^2+1)}---\left(13\right)\end{array}$

式（13）中：

d₀=βL_fC_f ²((1-α)(γ-1)L+γL_f)；

d₁=C_f((1-β)(1-α)L+(βγ+1)L_f)；

n₀=βL_fC_f ²(γα(1-α)L+γL_f)；

n₁=C_f(α(1-α)L+(βγ+1)L_f)。

当滤波电容容量比值β和滤波电感感抗比值γ满足：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\β}=1-\mathrm{\α}\\ \mathrm{\γ}=\frac{1}{1-\mathrm{\α}}\end{array}\right.---\left(14\right)$

将简化为一阶系统：

$\begin{array}{c}{G}_{u_i\→i_{12}}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{Ls}}---\left(15\right)\end{array}$

此时分裂滤波电容和电感可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{f1}/C_{f2}=L_2/L_1\\ C_f=C_{f1}+C_{f2}\\ L_{f1}/L_{f2}=L_1/L_2\\ L_f=\frac{L_{f1}\·L_{f2}}{L_{f1}+L_{f2}}\end{array}\right.---\left(16\right)$

由上述理论分析和数学推导可知，通过选择合适的滤波电容容量比值和滤波电感感抗比值，可以使反馈控制对象中间电流i₁₂的传递函数零极点对消，从而使被控制系统由三阶系统降为一阶系统，控制性能得以改善，便于实现稳态误差和电流谐波失真的减小。

综上所述，单独分裂电容、单独分裂电感和同时分裂电容电感的方法，在均采集中间电流i₁₂为控制信号时对控制系统是等价的，都能通过选择合适的β或γ，使控制系统由三阶系统简化为一阶系统。

Claims (1)

1.一种LLCL滤波并网逆变器的单电流环控制方法，其特征是：

所述的LLCL滤波器包括与并网逆变器输出端相连的并网逆变器侧电抗器L₁、与三相电网电源相连的电网侧电抗器L₂和串联谐振支路，并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂顺序串联连接，串联谐振支路连接于并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂的串联节点上；

其中，串联谐振支路由电容C_f1、C_f2并联后与电感L_f串联构成，C_f1/C_f2＝L₂/L₁；或者，串联谐振支路连接于并网逆变器侧电抗器L₁和电网侧电抗器L₂的串联节点上；所述的串联谐振支路由电感L_f1、L_f2并联后与电容C_f串联构成，其中，L_f1/L_f2＝L₁/L₂；或者，串联谐振支路包括电容C_f1和电感L_f1串联构成的第一串联支路及电容C_f2和电感L_f2串联构成的第二串联支路，第一串联支路和第二串联支路相并联，其中，C_f1/C_f2＝L₂/L₁，L_f1/L_f2＝L₁/L₂；

以LLCL滤波器的串联谐振支路中并联的电容或电感间的中间电流为电流反馈控制对象做单电流环控制，通过零极点配置使受控系统从三阶系统降为一阶系统。