CN102075108B - 一种带有lcl滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法 - Google Patents

Abstract

一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，属于电能变换领域，本发明为解决现在采用LCL滤波器的并网逆变器技术存在稳定性差和因网侧电压、电流存在相位差使系统效率降低的问题。本发明方法：一、采集三相电网电压，获取电网电压矢量角θ；二、采集逆变器三相输出电流，获取逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q；三、采集三相滤波电容电流，获取滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq；四、设置逆变器输出电流的给定值为

处理后信号PI调节，输出u_q，

处理后信号PI调节，输出u_d；五、将u_d、u_q逆变换为u_α、u_β，将u_α和u_β进行脉宽调制获得六路开关信号，用于控制三相逆变器的六个开关管，来完成对并网逆变器的电容电流前馈控制。

Description

一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法

技术领域

本发明涉及一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，属于电能变换领域。

背景技术

随着能源和环境问题的日益严峻，风力发电、光伏发电等新能源并网发电技术越来越受到人们的重视，已经成为能源可持续发展战略的重要组成部分。并网逆变器作为发电系统与电网连接的核心装置，直接影响到整个并网发电系统的性能，近年来逐渐成为国内外研究的热点。

并网逆变器传统上采用L滤波器来抑制并网电流中由功率器件通断引入的高次谐波，然而，随着逆变器功率等级的提高，特别是在中高功率应用场合，为降低功率器件的应力和损耗，一般选取较低的开关频率，致使网侧电流中的谐波含量增加。要使并网电流满足同样的谐波标准将需要一个较大的电感值。电感值的增加不仅会使网侧电流变化率下降，系统动态性能降低，还会带来体积过大、成本过高等一系列问题。针对上述问题，用LCL滤波器代替L滤波器成为一种有效的解决方案。LCL滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比，频率越高，阻抗越小，因此对电流高次谐波有更强的抑制能力。为此，在相同的谐波标准下LCL滤波器的应用可以降低总的电感取值，在大中功率应用场合，其优势尤为明显。但是，LCL滤波器是一个三阶多变量系统，给控制系统设计提出了更高的要求。

带LCL输出滤波器的三相电压型并网逆变器拓扑结构如图1所示，由直流回路、功率开关桥路和交流回路组成。直流回路包括等效直流电源和直流侧滤波电容C_dc；功率开关桥路由采用全控器件的三相半桥构成；交流回路通过LCL输出滤波器与三相电网相连，LCL滤波器由逆变器侧电感L_1k、网侧电感L_2k和滤波电容C_k组成，其中k＝a、b、c。

假定电网为星形连接并且三相电压对称，滤波电感是线性的，不考虑磁芯饱和，视主电路开关元器件为理想开关元件。忽略电路中的寄生电阻，由基尔霍夫电压、电流定律可以得到功率回路方程为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{dc}}(s_k-\underset{k=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{s}_k)=u_c+L_1\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}\\ u_c=L_2\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}+e\\ i_1=C\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}+i_2\\ i_{\mathrm{dc}}=C_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}+\underset{k=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{i}_1{s}_k\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中u_dc、u_c、i₁、i₂、i_dc和e分别为直流母线电压、交流侧滤波电容电压、逆变器交流侧电流、网侧电流、直流侧电流和电网电压。

由式(1)可以得到并网电流i₂相对于逆变器交流侧电压u的信号增益，即开环传递函数为

$G\left(s\right)=\frac{i_2\left(s\right)}{u\left(s\right)}=\frac{1}{L_1{L}_2{\mathrm{Cs}}^3+(L_1+L_2)s}---\left(2\right)$

当滤波电容C＝0时，式(2)可以写为

$G\left(s\right)=\frac{i_2\left(s\right)}{u\left(s\right)}=\frac{1}{(L_1+L_2)s}---\left(3\right)$

此时，LCL滤波器就变成了L滤波器，由式(2)、(3)，分别绘制二者的幅频特性曲线，如图2所示。由图可知：在低频段，LCL滤波器和L滤波器的幅频特性曲线基本一致；在高频段，LCL滤波器比L滤波器有更强的衰减能力。但与此同时，LCL滤波器与L滤波器相比也增加了变量数目，提高了系统的阶数，给系统控制提出更高的要求。为了便于下面分析，在此给出LCL滤波器参数：L₁＝5.2mH、C＝50μF、L₂＝1.6mH。

现有技术采用的控制策略有网侧电流闭环和逆变器侧电流闭环两种，如果直接采用其中典型的网侧电流闭环的控制策略，系统是不稳定的且不利于功率开关的保护。

网侧电流闭环以网侧电流i₂为内环控制变量，其闭环结构框图如图3所示，对应的开环传递函数为

$G_o\left(s\right)=\frac{G_i\left(s\right)G_1\left(s\right)G_2\left(s\right)G_3\left(s\right)}{1+G_1\left(s\right)G_2\left(s\right)+G_2\left(s\right)G_3\left(s\right)}---\left(4\right)$

根据式(4)，绘制网侧电流闭环控制策略下的系统根轨迹曲线，如图5所示。由图可以看出，无论开环增益取多么小的值，总有极点分布在复平面的右半平面，因而系统是不稳定的。

实际上，为了更为有效地对逆变器功率开关进行过流保护，通常将电流传感器放置在逆变器侧，即对逆变器侧电流i₁进行闭环控制。采用逆变器侧电流闭环控制策略的闭环结构框图如图4所示，对应的开环传递函数为：

$G_o\left(s\right)=\frac{G_i\left(s\right)G_1\left(s\right)[1+G_2\left(s\right)G_3\left(s\right)]}{1+G_1\left(s\right)G_2\left(s\right)+G_2\left(s\right)G_3\left(s\right)}---\left(5\right)$

图5为逆变器侧电流闭环控制策略下的根轨迹曲线，由图可知，除个别极点落在虚轴上外大部分极点分布在复平面的左半平面，选择合适的控制器参数能够保证系统稳定运行。但如果采用逆变器侧电流闭环的控制策略，LCL滤波器电容支路的存在会造成网侧电流滞后于逆变器侧电流、功率因数降低的现象，并且滤波电容越大功率因数的降低就越为明显。图7、图8分别描述了分别采用逆变器侧电流和网侧电流闭环时并网逆变器交流侧各电压、电流间的相量关系。由图可知，网侧电流闭环控制能够保证系统具有较高的功率因数，但不利于系统的稳定性设计和功率开关的保护；逆变器侧电流闭环控制可以使得系统大部分闭环极点落在复平面左侧且方便了功率开关的保护，但存在功率因数降低的问题。图7和图8为并网逆变器交流侧各电流间的相量关系。

综上，现有控制方案中，一种是忽略滤波电容支路的影响，认为网侧电流和逆变器侧电流近似相等，采取逆变器侧电流闭环控制策略，该策略易于系统稳定且可以更为有效地保护功率开关，但电容支路的分流作用会使得系统功率因数降低。另一种控制方案采用取逆变器侧电流和网侧电流的加权平均值进行闭环控制的方案，系统稳定且在一定程度上提高了系统功率因数，然而加权平均电流和并网电流之间仍有相角差，并未彻底解决功率因数降低的问题。

发明内容

本发明目的是为了解决现在采用LCL滤波器的并网逆变器技术存在稳定性差和因网侧电压、电流存在相位差使系统效率降低的问题，提供了一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法。

本发明所述的一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法：

步骤一、采集三相电网电压，采用三相到两相的坐标变换将所述三相电网电压变换为两相静止坐标系下的电压分量；进而获取电网电压矢量角θ；

步骤二、采集逆变器三相输出电流，采用三相到两相的坐标变换将所述逆变器三相输出电流变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q；

步骤三、采集三相滤波电容电流，采用三相到两相的坐标变换将所述三相滤波电容电流变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq；

步骤四、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的直流分量的给定值为

且

将进行

处理后的信号进行比例-积分调节，其输出作为逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q，将进行

处理后的信号进行PI调节，其输出作为逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d；

步骤五、将步骤四获取的u_d、u_q按照步骤一获取的电网电压矢量角θ进行两相旋转坐标系到两相静止坐标系的逆变换，输出逆变器输出电压在两相静止坐标系下的电压分量u_α、u_β，将u_α和u_β进行脉宽调制获得六路开关信号，用于控制三相逆变器的六个开关管，来完成对并网逆变器的电容电流前馈控制。

上述步骤一中电网电压矢量角θ可采用下述方法获得：

步骤11、采集三相电网电压e_a、e_b和e_c，

步骤12、对步骤11采集的三相电网电压进行三相到两相的坐标变换，按下述公式将三相电网电压变换为两相静止坐标系下的电压分量e_α和e_β：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right];$

步骤13、根据下述公式获取电网电压矢量角θ：

$\mathrm{\θ}=\arctan \frac{e_{\mathrm{\β}}}{e_{\mathrm{\α}}}.$

上述步骤二中逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q可采用下述方法获取：

步骤21、采集逆变器三相输出电流i_1a、i_1b和i_1c，

步骤22、三相到两相的坐标变换，将逆变器三相输出电流变换为两相静止坐标系下的电流分量i_1α和i_1β，按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，将i_1α、i_1β变换为两相同步旋转坐标系下的逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q，具体按下述公式完成变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{1d}\\ i_{1q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{1a}\\ i_{1b}\\ i_{1c}\end{array}\right].$

上述步骤三中所述滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq的可采用下述方法获取：

步骤31、采集三相滤波电容电流i_ca、i_cb和i_cc，

步骤32、进行坐标变换：采用三相到两相的坐标变换将所述三相滤波电容电流变换为两相静止坐标系下的电流分量i_cα、i_cβ；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量i_cα、i_cβ进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq，具体按下述公式完成变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cd}}\\ i_{\mathrm{cq}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}\\ i_{\mathrm{cb}}\\ i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right].$

上述步骤四中获取逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d的过程为：

步骤4a1、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的d轴直流分量的给定值为

步骤4a2、滤波电容电流的d轴直流分量i_cd与给定的d轴直流分量的给定值

相加，获取调整后d轴直流分量的给定值

步骤4a3、调整后d轴直流分量的给定值

减去逆变器侧电流的d轴直流分量i_1d后进行PI调节，获取逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d；

上述步骤四中获取逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q的过程为：

步骤4b1、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的q轴直流分量的给定值为

步骤4b2、滤波电容电流的q轴直流分量i_cq与给定的

相加，获取调整后q轴直流分量的给定值

步骤4b3、调整后q轴直流分量的给定值

减去逆变器侧电流的q轴直流分量i_1q后进行PI调节，获取逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q。

本发明的优点：基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略有利于系统稳定和更为有效地保护功率开关，系统以单位功率因数向电网馈送电能。能够在较低开关频率下稳定运行，并网电流中的高次谐波得到有效的衰减。

附图说明

图1是带LCL输出滤波器的三相电压型并网逆变器拓扑结构示意图；

图2是L/LCL滤波器的幅频特性曲线；

图3是网侧电流闭环的控制结构图；

图4是逆变器侧电流闭环的控制结构图；

图5是网侧电流闭环的控制系统根轨迹曲线；

图6是逆变器侧电流闭环的控制系统根轨迹曲线；

图7是网侧电流闭环的并网逆变器交流侧各电压、电流间的相量关系图；

图8是逆变器侧电流闭环的并网逆变器交流侧各电压、电流间的相量关系图；

图9是采用本发明的并网逆变器的系统构成原理图；

图10和图11是采用现有方案中只采用逆变器侧电流闭环控制下的仿真波形，逆变器侧电流、网侧电流和电网电压(/15)；

图12是采用现有方案中只采用逆变器侧电流闭环控制下的仿真波形，逆变器侧电流d、q轴分量图；

图13和图14是采用现有方案中只采用逆变器侧电流闭环控制下的仿真波形，网侧电流d、q轴分量图；

图15是采用本发明的并网逆变器的仿真波形，逆变器侧电流、网侧电流和电网电压(/15)；

图16是采用本发明的并网逆变器的仿真波形，逆变器侧电流d、q轴分量；

图17是采用本发明的并网逆变器的仿真波形，网侧电流d、q轴分量。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图9至图17说明本实施方式，本实施方式所述的一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法：

步骤一、采集三相电网电压，采用三相到两相的坐标变换将所述三相电网电压变换为两相静止坐标系下的电压分量；进而获取电网电压矢量角θ；

步骤二、采集逆变器三相输出电流，采用三相到两相的坐标变换将所述逆变器三相输出电流变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系(dq坐标系)下的逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q；

步骤三、采集三相滤波电容电流，采用三相到两相的坐标变换将所述三相滤波电容电流变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq；

步骤四、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的直流分量的给定值为

且将进行

处理后的信号进行比例-积分(PI)调节，其输出作为逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q，将进行处理后的信号进行PI调节，其输出作为逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d；

步骤五、将步骤四获取的u_d、u_q按照步骤一获取的电网电压矢量角θ进行两相旋转坐标系到两相静止坐标系的逆变换，输出逆变器输出电压在两相静止坐标系下的电压分量u_α、u_β，将u_α和u_β进行脉宽调制获得六路开关信号，用于控制三相逆变器的六个开关管，来完成对并网逆变器的电容电流前馈控制。

如此往复，重复执行步骤一至步骤五，实现系统的持续运行。

本发明提出了基于逆变器侧电流闭环的引入电容电流前馈的并网逆变器控制策略，对逆变器侧电流指令信号加入电容电流前馈后作为新的逆变器侧电流的参考输入信号，通过逆变器侧电流闭环控制间接实现对网侧电流的控制。图9为在两相同步旋转坐标系(d，q)下基于电网电压矢量d轴定向的逆变器侧电流闭环矢量控制系统构成原理图。

工作过程为：采集三相电网电压，经过三相到两相的坐标变换，变换为两相静止坐标系下的电压分量e_α和e_β；并进一步根据

获得电网电压矢量角θ；采集逆变器三相输出电流，并经过三相到两相的坐标变换，变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照电网电压d轴定向将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的直流分量i_1d和i_1q；采集三相滤波电容电流，经过低通滤波，再经过三相到两相的坐标变换，变换为两相静止坐标系下的电流分量，再按照电网电压d轴定向将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的直流分量i_cd和i_cq；分别设置逆变器输出电流的dq坐标系下的直流分量的给定值

和这里q轴分量

给定为零，以实现单位功率因数运行，分别与i_cd和i_cq结果相加获得逆变器电流的新的给定和

其结果再与i_1d和i_1q相减，所得结果经过比例-积分闭环调节器进行闭环控制，输出结果分别作为逆变器输出电压在两相同步旋转坐标系下的直流分量u_d和u_q；将u_d和u_q经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的逆变换，得到逆变器输出电压在两相静止坐标系下的调制信号u_α和u_β，将它们输入电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块，获得六路开关信号，用于控制三相逆变器的六个开关管，如此往复，实现系统的持续运行。

具体过程如下：

步骤一中电网电压矢量角θ的获取过程为：

步骤11、采集三相电网电压e_a、e_b和e_c，

步骤12、对步骤11采集的三相电网电压进行三相到两相的坐标变换，按下述公式将三相电网电压变换为两相静止坐标系下的电压分量e_α和e_β：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right];$

步骤13、根据下述公式获取电网电压矢量角θ：

$\mathrm{\θ}=\arctan \frac{e_{\mathrm{\β}}}{e_{\mathrm{\α}}}.$

步骤二中获取逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q的过程为：

步骤21、采集逆变器三相输出电流i_1a、i_1b和i_1c，

步骤22、三相到两相的坐标变换，将逆变器三相输出电流变换为两相静止坐标系下的电流分量i_1α和i_1β，按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，将i_1α、i_1β变换为两相同步旋转坐标系下的逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q，具体按下述公式完成变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{1d}\\ i_{1q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{1a}\\ i_{1b}\\ i_{1c}\end{array}\right].$

步骤三中获取滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq的过程为：

步骤31、采集三相滤波电容电流i_ca、i_cb和i_cc，

步骤32、进行坐标变换：采用三相到两相的坐标变换将所述三相滤波电容电流变换为两相静止坐标系下的电流分量i_cα、i_cβ；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量i_cα、i_cβ进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq，具体按下述公式完成变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cd}}\\ i_{\mathrm{cq}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}\\ i_{\mathrm{cb}}\\ i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right].$

步骤四中获取逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d的过程为：

步骤4a1、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的d轴直流分量的给定值为

步骤4a2、滤波电容电流的d轴直流分量i_cd与给定的d轴直流分量的给定值

相加，获取调整后d轴直流分量的给定值

步骤4a3、调整后d轴直流分量的给定值减去逆变器侧电流的d轴直流分量i_1d后进行PI调节，获取逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d；

步骤四中获取逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q的过程为：

步骤4b1、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的q轴直流分量的给定值为

步骤4b2、滤波电容电流的q轴直流分量i_cq与给定的

相加，获取调整后q轴直流分量的给定值

步骤4b3、调整后q轴直流分量的给定值

减去逆变器侧电流的q轴直流分量i_1q后进行PI调节，获取逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q。

为验证本发明的有益效果，建立LCL滤波的并网逆变器仿真模型，进行了仿真研究。取三相电网线电压380V，电网频率50Hz，开关频率3kHz，LCL滤波器参数与前述相同，电压环和电流环控制器参数分别取为K_vP＝1.2，K_vI＝100，K_iP＝1，K_iI＝200。采用逆变器侧电流闭环控制策略，加入电容电流前馈前后的仿真波形分别如图10至图17所示。两种控制策略下电流波形都不发散，系统运行稳定，并且网侧电流比逆变器侧电流更为平滑，并网电流上的高次谐波能够更好地衰减。由于线条密集，故将三条曲线分成两幅图，结合观察图10和图11，并网电流明显滞后于电网电压，功率因数小于1，逆变器向电网输送的能量中包含无功成份。图12和图13分别为逆变器侧电流和网侧电流dq轴分量的仿真波形，显然，并网电流的q轴分量不等于零，由并网电流dq轴分量合成的电流矢量也必然不会与电网电压矢量方向保持一致。加入电容电流前馈环节后，并网电流与电网电压保持同相位，逆变器以单位功率因数运行(图14和图15)。图16和图17分别为逆变器侧电流和并网电流d、q轴分量的仿真波形，并网电流q轴分量落在零轴附近，使得并网电流d、q轴合成矢量与电网电压矢量保持同向。

由前述分析可知，基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略有利于系统稳定和更为有效地保护功率开关，系统以单位功率因数向电网馈送电能。能够在较低开关频率下稳定运行，并网电流中的高次谐波得到有效的衰减。

具体实施方式二：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式对实施方式一进行进一步说明，带有LCL滤波器的并网逆变器的拓扑结构包括直流源、直流侧滤波电容C_dc、三相全桥逆变电路、LCL滤波器，直流侧滤波电容C_dc并联在直流源的两端，直流源的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与三相电网相连，

三相全桥逆变电路由功率开关管S₁～S₆构成；

LCL滤波器由逆变器侧电感L_1k、网侧电感L_2k和滤波电容C_k组成，其中k＝a，b，c。

图1为带LCL输出滤波器的三相电压型并网逆变器拓扑结构示意图，由直流回路、功率开关桥路和交流回路组成。

Claims (5)

1.一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，该方法涉及的带有LCL滤波器的并网逆变器的拓扑结构包括直流源、直流侧滤波电容C_dc、三相全桥逆变电路、LCL滤波器，直流侧滤波电容C_dc并联在直流源的两端，直流源的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与三相电网相连，

三相全桥逆变电路由功率开关管S₁～S₆构成；

LCL滤波器由逆变器侧电感L_1k、网侧电感L_2k和滤波电容C_k组成，其中k＝a，b，c，

其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤一、采集三相电网电压，采用三相到两相的坐标变换将所述三相电网电压变换为两相静止坐标系下的电压分量；进而获取电网电压矢量角θ；

步骤二、采集逆变器三相输出电流，采用三相到两相的坐标变换将所述逆变器三相输出电流变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q；

步骤三、采集三相滤波电容电流，采用三相到两相的坐标变换将所述三相滤波电容电流变换为两相静止坐标系下的电流分量；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq；

步骤四、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的直流分量的给定值为

且

将进行

处理后的信号进行比例-积分调节，其输出作为逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q，将进行

处理后的信号进行PI调节，其输出作为逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d；

步骤五、将步骤四获取的u_d、u_q按照步骤一获取的电网电压矢量角θ进行两相旋转坐标系到两相静止坐标系的逆变换，输出逆变器输出电压在两相静止坐标系下的电压分量u_α、u_β，将u_α和u_β进行脉宽调制获得六路开关信号，用于控制三相逆变器的六个开关管，来完成对并网逆变器的电容电流前馈控制。

2.根据权利要求1所述的一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，其特征在于，步骤一中电网电压矢量角θ的获取过程为：

步骤11、采集三相电网电压e_a、e_b和e_c，

步骤12、对步骤11采集的三相电网电压进行三相到两相的坐标变换，按下述公式将三相电网电压变换为两相静止坐标系下的电压分量e_α和e_β：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right];$

步骤13、根据下述公式获取电网电压矢量角θ：

$\mathrm{\θ}=\arctan \frac{e_{\mathrm{\β}}}{e_{\mathrm{\α}}}.$

3.根据权利要求1所述的一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，其特征在于，步骤二中获取逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q的过程为：

步骤21、采集逆变器三相输出电流i_1a、i_1b和i_1c，

步骤22、三相到两相的坐标变换，将逆变器三相输出电流变换为两相静止坐标系下的电流分量i_1α和i_1β，按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量进行旋转坐标变换，将i_1α、i_1β变换为两相同步旋转坐标系下的逆变器侧电流的直流分量i_1d、i_1q，具体按下述公式完成变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{1d}\\ i_{1q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{1a}\\ i_{1b}\\ i_{1c}\end{array}\right].$

4.根据权利要求1所述的一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，其特征在于，步骤三中获取滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq的过程为：

步骤31、采集三相滤波电容电流i_ca、i_cb和i_cc，

步骤32、进行坐标变换：采用三相到两相的坐标变换将所述三相滤波电容电流变换为两相静止坐标系下的电流分量i_cα、i_cβ；再按照步骤一获取的电网电压矢量角θ将两相电流分量i_cα、i_cβ进行旋转坐标变换，变换为两相同步旋转坐标系下的滤波电容电流的直流分量i_cd、i_cq，具体按下述公式完成变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cd}}\\ i_{\mathrm{cq}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}\\ i_{\mathrm{cb}}\\ i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right].$

5.根据权利要求1所述的一种带有LCL滤波器的并网逆变器的电容电流前馈控制方法，其特征在于，步骤四中获取逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d的过程为：

步骤4a1、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的d轴直流分量的给定值为

步骤4a2、滤波电容电流的d轴直流分量i_cd与给定的d轴直流分量的给定值相加，获取调整后d轴直流分量的给定值

步骤4a3、调整后d轴直流分量的给定值

减去逆变器侧电流的d轴直流分量i_1d后进行PI调节，获取逆变器输出电压的d轴直流电压分量u_d；

步骤四中获取逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q的过程为：

步骤4b1、设置逆变器输出电流的在dq坐标系下的q轴直流分量的给定值为

步骤4b2、滤波电容电流的q轴直流分量i_cq与给定的相加，获取调整后q轴直流分量的给定值

步骤4b3、调整后q轴直流分量的给定值

减去逆变器侧电流的q轴直流分量i_1q后进行PI调节，获取逆变器输出电压的q轴直流电压分量u_q。

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