CN103368181B - Lcl型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法 - Google Patents

Abstract

基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，属于电力系统领域，为了解决现有三相PWM并网逆变器电流控制方法中，电网电压畸变时，并网电流谐波抑制性能差问题；使用三相锁相环，对含畸变的电网电压进行锁相，得到同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ；根据该矢量角θ，确定两相静止坐标系下电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}；对并网的三相电流进行采样，对采样获得的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clarke坐标变换，得到两相静止坐标系下电流的采样值i_α和i_β；对电流的给定值和采样值作差，并对电流差值进行重复控制；在重复控制输出的两相静止坐标系下，逆变器输出电压的参考值U_{α_ref}和U_{β_ref}，供SVPWM模块产生驱动脉冲；本发明主要应用在电网中。

Description

LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法

技术领域

本发明属于电力系统领域。

背景技术

对分布式电力系统电能质量的一个重要评估是并网电流的总谐波畸变，对于并网的光伏阵列和风机，电流的总谐波畸变不能超过5％。采用脉宽调制的电压源型逆变器是分布式发电系统最关键的部分，逆变器输出电流的总谐波畸变直接决定对电网的污染程度。

为了减少并网电流的谐波含量，并网逆变器常采用单电感L型滤波器或LCL型滤波器，然而由于相同电感值时的LCL型滤波器滤除高次谐波的效果好于L型，目前使用LCL型滤波器的三相并网逆变器有间接电流控制和直接电流控制两种方案，基于LCL型滤波器的三相并网逆变器的结构示意图具体参见图1。

间接电流控制：将LCL滤波器看成一个电感，被控对象是逆变器输出电流，模型变成一个一阶系统，电流环控制器结构设计简单，但由于实际并网电流还受电网电压与LCL滤波器参数影响，故实际并网电流与逆变器输出电流在相位和波形正弦度上不一致，使逆变器功率因数降低。

直接电流控制：直接控制并网电流，控制系统较复杂，目前的控制方法有以下几种。

PI控制，用于同步坐标系下的PI控制器设计简单，在电网三相平衡时能获得较好的控制效果，但由于PI控制器是通过提高系统动态性能来抑制干扰，对周期性的扰动，如电网电压谐波，控制效果并不理想，故不适用于电网电压三相不平衡或含谐波的情。此外，同步旋转系下基于LCL滤波器的逆变器的电流环耦合严重，需要复杂的解耦过程。

PI加重复控制，目前使用LCL型滤波器的三相电压源型逆变器，都是在同步坐标系下使用PI加重复控制的方案。这样不仅需要复杂的坐标变换和解耦过程，而且没有充分发挥重复控制对周期性输入无差跟随这一特点，并不能消除电网电压畸变带来的影响，电流谐波抑制能力差。

比例谐振(PR)控制，用于两相静止坐标系下的PR控制避免了复杂的坐标变换和解耦过程，其等效成两个同步坐标系下正序和负序PI控制器，在控制器的谐振频率处理论上拥有无限大的阻抗，能有效地消除频率为谐振频率的谐波，但消除每一次谐波都需要一个PR控制器，且PR控制器对离散参数较为敏感，控制器数量增加会使系统变得不稳定且滞后增大。

发明内容

本发明是为了解决现有三相PWM并网逆变器电流控制方法中，电网电压畸变时，并网电流谐波抑制性能差的问题，本发明提供了一种基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法。

基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，它包括如下步骤，

步骤一：使用三相锁相环，对含畸变的电网电压进行锁相，得到同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ；

步骤二：根据同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ，确定两相静止坐标系下电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}；

步骤三：对并网的三相电流进行采样，对采样获得的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clarke坐标变换，得到两相静止坐标系下电流的采样值i_α和i_β；

步骤四：对两相静止坐标系下电流的给定值和采样值作差，获得电流差值，并对电流差值采用重复控制器进行重复控制；

步骤五：在重复控制输出的两相静止坐标系下，逆变器输出电压的参考值U_{α_ref}和U_{β_ref}，供SVPWM模块产生驱动脉冲。

所述步骤四中，对电流差值进行重复控制的具体过程为：

$U_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}\left(z\right)=[I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}\left(z\right)-I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(z\right)]\frac{Q\left(z\right)z^{-N+n}}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}C\left(z\right)+E_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(z\right),$

其中，z表示离散变量，Q(z)和C(z)分别表示重复控制器的附加函数和补偿器环节，z^-N和zⁿ分别表示重复控制器的纯延迟环节和超前控制环节，N表示系统采样频率f_sample与电网电压基波频率f的比值，即N＝f_sample/f，n表示需要超前控制的采样周期数，E_α,β(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的两相静止坐标系下的电网电压，U_{α,β_ref}(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电压参考值，I_{α,β_ref}(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电流给定值，I_α,β(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电流采样值。

Q(z)的实现过程有多种，例如，Q(z)采用3阶FIR滤波器实现，3阶FIR滤波器的获得过程为，首先用Matlab设计基于汉宁窗的FIR滤波器，并取截止频率为采样频率的0.08倍，最终获得3阶FIR滤波器为：Q(z)＝0.1361+0.3639z^-1+0.3639z^-2+0.1361z^-3。

C(z)的获取过程有多种，例如，C(z)的获取过程为：根据实际硬件参数和逆变器的结构，所述的逆变器为基于LCL型滤波器的三相并网逆变器，参见图1，推导出两相静止坐标系下逆变器输出电压U_α,β(s)与并网电流I_α,β(s)的关系，即

I_α,β(s)＝P(s)U_α,β(s)；

令

C(s)＝P^-1(s)，

忽略C(s)的高频零点，并补上C(s)的高频极点，保证C(s)可实现，最后使用双线性变换得到离散域的补偿器表达式C(z)，P(s)表示频域下的被控对象，C(s)表示频域下重复控制器的补偿器。

本发明所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，不需要复杂的坐标变换和解耦过程，对实际硬件参数没有谐振控制器那样敏感；充分利用了重复控制消除周期性扰动的特点，在锁相可靠的基础上，能在无差跟随给定信号电流的同时，消除各种频率为50Hz整数倍的周期性扰动。

在设计采用本发明的方法实现电流控制的三相PWM并网逆变器时，只针对具体硬件设备进行设计既可，无需像PI控制器那样进行复杂的参数调试，缩短了实验周期。

本发明带来的有益效果是：本发明所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，在电网电压畸变时，并网电流谐波抑制性能提高了5％。

附图说明

图1为基于LCL型滤波器的三相并网逆变器的结构示意图。

图2为具体实施方式二中低通滤波器在在同步旋转坐标系下的模型。

图3为逆变器在两相静止坐标系下的模型。

图4为图3的简化模型。

图5为具体实施方式一所述的步骤四中，重复控制器电流差值的重复控制原理框图。

图6为电网电压正常时使用PI控制的电流波形，图7是该情况下的电流谐波波形。

图8为电网电压正常时使用重复控制的电流波形，图9为该情况下的电流谐波波形。

图10为电网电压畸变时使用PI控制的电流波形，图11为该情况下的电流谐波波形。

图12为电网电压畸变时使用重复控制的电流波形，图13为该情况下的电流谐波波形。

图14为具体实施方式二所述的三相锁相环的结构示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图5说明本实施方式，本实施方式所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，它包括如下步骤，

步骤一：使用三相锁相环，对含畸变的电网电压进行锁相，得到同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ；

步骤二：根据同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ，确定两相静止坐标系下电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}；

步骤三：对并网的三相电流进行采样，对采样获得的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clarke坐标变换，得到两相静止坐标系下电流的采样值i_α和i_β；

步骤四：对两相静止坐标系下电流的给定值和采样值作差，获得电流差值，并对电流差值采用重复控制器进行重复控制；

步骤五：在重复控制输出的两相静止坐标系下，逆变器输出电压的参考值U_{α_ref}和U_{β_ref}，供SVPWM模块产生驱动脉冲。

具体实施方式二：参见图5、图14和图2说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法的区别在于，所述的三相锁相环为在传统的三相锁相环中，在同步旋转坐标系下加入100Hz陷波器及低通滤波器。

具体实施方式三：参见图5说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法的区别在于，所述的同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ为当前时刻电网电压矢量与两相静止坐标系下α轴的夹角。

具体实施方式四：参见图2和图5说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一至三之一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法的区别在于，所述步骤二中，根据同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ，确定两相静止坐标系下电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}的具体过程为：

电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}的幅值均为I_m，且I_m由拟定值或电压环的输出决定，电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}的相位由步骤一中得到的同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ及逆变器的工作状态决定，所述的逆变器的工作状态为整流状态或逆变状态，所述的逆变器为基于LCL型滤波器的三相并网逆变器，

当逆变器的工作状态为整流状态时，电流给定值i_{α_ref}＝I_mcosθ，电流给定值i_{β_ref}＝I_msinθ；

当逆变器的工作状态为逆变状态时，电流给定值i_{α_ref}＝-I_mcosθ，电流给定值i_{β_ref}＝-I_msinθ。

具体实施方式五：参见图2和图5说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一至三之一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法的区别在于，所述的步骤三中，对并网的三相电流进行采样，对采样获得的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clarke坐标变换，得到两相静止坐标系下电流的采样值i_α和i_β是通过下述公式实现的：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right].$

具体实施方式六：参见图2和图5说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一至三之一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法的区别在于，所述步骤四中，对电流差值进行重复控制的具体过程为：

$U_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}\left(z\right)=[I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}\left(z\right)-I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(z\right)]\frac{Q\left(z\right)z^{-N+n}}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}C\left(z\right)+E_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(z\right),$

其中，z表示离散变量，Q(z)和C(z)分别表示重复控制器的附加函数和补偿器环节，z^-N和zⁿ分别表示重复控制器的纯延迟环节和超前控制环节，N表示系统采样频率f_sample与电网电压基波频率f的比值，即N＝f_sample/f，n表示需要超前控制的采样周期数，E_α,β(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的两相静止坐标系下的电网电压，U_{α,β_ref}(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电压参考值，I_{α,β_ref}(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电流给定值，I_α,β(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电流采样值。

本实施方式中，Q(z)的实现过程有多种，例如，Q(z)采用3阶FIR滤波器实现，3阶FIR滤波器的获得过程为，首先用Matlab设计基于汉宁窗的FIR滤波器，并取截止频率为采样频率的0.08倍，最终获得3阶FIR滤波器为：Q(z)＝0.1361+0.3639z^-1+0.3639z^-2+0.1361z^-3。

C(z)的获取过程有多种，例如，C(z)的获取过程为：根据实际硬件参数和逆变器的结构，所述的逆变器为基于LCL型滤波器的三相并网逆变器，参见图1，推导出两相静止坐标系下逆变器输出电压U_α,β(s)与并网电流I_α,β(s)的关系，即

I_α,β(s)＝P(s)U_α,β(s)；

令

C(s)＝P^-1(s)，

忽略C(s)的高频零点，并补上C(s)的高频极点，保证C(s)可实现，最后使用双线性变换得到离散域的补偿器表达式C(z)，其中，P(s)表示频域下的被控对象，C(s)表示频域下重复控制器的补偿器。

其中，P(s)的具体求取过程为：逆变器时域下的状态方程为，

$\left\{\begin{array}{c}{L}_i\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ij}}}{\mathrm{dt}}=-R_i{i}_{\mathrm{ij}}-R_c(i_{\mathrm{ij}}-i_{\mathrm{gj}})-v_{\mathrm{cj}}+u_j\\ L_g\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gj}}}{\mathrm{dt}}=-R_g{i}_{\mathrm{gj}}+R_c(i_{\mathrm{ij}}-i_{\mathrm{gj}})+v_{\mathrm{cj}}-e_j\\ C\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{cj}}}{\mathrm{dt}}=-i_{\mathrm{gj}}+i_{\mathrm{ij}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，下标j＝a,b,c，且j＝a,b,c的变量表示三相变量，均为时域下变量，L_i表示LCL型滤波器的三相并网逆变器侧电感，L_g表示LCL型滤波器网侧电感，R_i表示LCL型滤波器的三相并网逆变器侧电感的等效电阻，R_c表示LCL型滤波器电容的等效电阻，R_g表示LCL型滤波器网侧电感的等效电阻，i_gj表示时域下三相并网电流，i_ij表示时域下逆变器输出三相电流，v_cj表示时域下LCL滤波器三相电容电压，u_j表示时域下逆变器输出的三相电压，e_j表示时域下三相电网电压，C表示LCL滤波器中的电容，

对公式(1)进行Clarke变换，再进行拉普拉斯变换，得到逆变器在两相静止坐标系下的频域状态方程为，参见图3：

$\left\{\begin{array}{c}(L_{i}s+R_i+R_c)I_{\mathrm{i\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)=R_c{I}_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)-V_{\mathrm{c\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)+U_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)\\ (L_{g}s+R_g+R_c)I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)=R_c{I}_{\mathrm{i\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)+V_{\mathrm{c\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)-E_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)\\ \mathrm{Cs}{V}_{\mathrm{c\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)=I_{\mathrm{i\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)-I_{\mathrm{i\α},\mathrm{\β}}\left(s\right)\end{array}\right.---\left(2\right),$

其中，s表示拉普拉斯后的复变量，I_iα,β(s)表示频域下逆变器输出的两相电流，I_α,β(s)表示频域下两相并网电流，V_cα,β(s)表示频域下LCL滤波器的两相电容电压，U_α,β(s)表示频域下逆变器输出的两相电压，E_α,β(s)表示频域下两相电网电压；

由于最终控制的是并网电流I_α,β(s)，电网电压E_α,β(s)相当于扰动，故现将逆变器输出两相电压U_α,β(s)看作控制量，其余的变量如逆变器输出两相电流I_iα,β(s)和滤波电容上的电压V_cα,β(s)作为中间变量，将公式(2)的中间变量消掉得，获得逆变器在两相静止坐标系下的频域状态方程的简化模型，具体参见图4：

$X\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{g\α}}\\ i_{\mathrm{g\β}}\end{array}\right]=Y\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-Z\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，

X＝L_iL_gCs³+[L_iC(R_g+R_c)+L_gC(R_i+R_c)]s²    (4)，

+[L_i+L_g+C(R_cR_f+R_cR_g+R_iR_g)]s+R_i+R_g

Y＝R_cCs+1    (5)，

Z＝L_iCs²+C(R_i+R_c)s+1    (6)，

其中，

$P\left(s\right)=\frac{Y}{X}---\left(7\right),$

将公式(4)和(5)均带入(7)中得，

$P\left(s\right)=\frac{R_c\mathrm{Cs}+1}{L_i{L}_{g}C{s}^3+[L_{i}C(R_g+R_c)+L_{g}C(R_i+R_c)]s^2+[L_i+L_g+C(R_c{R}_f+R_c{R}_g+R_i{R}_g)]s+R_i+R_g}.$

为了验证本发明所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法的有效性，使用了Matlab/Simulink进行仿真，仿真相关参数为，电网线电压：e_ll＝190V；直流母线电压：v_dc＝500V；开关频率与采样频率：f_s＝f_sample＝5kHz，LCL型滤波器的各变量分别为：L_i＝6mH，L_g＝20μH,C＝20μF，R_i＝0.2Ω，R_g＝0.02Ω，R_c＝0.001Ω，分别在电网正常情况和不平衡且含谐波(电网电压畸变)时，将α、β轴下的重复控制器与d、q轴下的PI控制器的控制效果作对比，往电网电压中加入幅值为30％的基波负序和10％的5次正序谐波电压来实现电网电压不平衡和含谐波的情况。仿真结果如图6至图9所示。

Claims (6)

1.基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，它包括如下步骤，

步骤一：使用三相锁相环，对含畸变的电网电压进行锁相，得到同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ；

步骤二：根据同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ，确定两相静止坐标系下电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}；

步骤三：对并网的三相电流进行采样，对采样获得的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clarke坐标变换，得到两相静止坐标系下电流的采样值i_α和i_β；

步骤四：对两相静止坐标系下电流的给定值和采样值作差，获得电流差值，并对电流差值采用重复控制器进行重复控制；

步骤五：在重复控制输出的两相静止坐标系下，逆变器输出电压的参考值U_{α_ref}和U_{β_ref}，供SVPWM模块产生驱动脉冲；

其特征在于，所述步骤四中，对电流差值采用重复控制器进行重复控制的具体过程为：

$U_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}\left(z\right)=[I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}\left(z\right)-I_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(z\right)]\frac{Q\left(z\right)z^{-N+n}}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}C\left(z\right)+E_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\left(z\right),$

其中，z表示离散变量，Q(z)和C(z)分别表示重复控制器的附加函数和补偿器环节，z^-N和zⁿ分别表示重复控制器的纯延迟环节和超前控制环节，N表示系统采样频率f_sample与电网电压基波频率f的比值，即N＝f_sample/f，n表示需要超前控制的采样周期数，E_α,β(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的两相静止坐标系下的电网电压，U_{α,β_ref}(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电压参考值，I_{α,β_ref}(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电流给定值，I_α,β(z)表示α与β轴的控制器结构及参数完全相同时的电流采样值。

2.根据权利要求1所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，其特征在于，所述的三相锁相环为在传统的三相锁相环中，在同步旋转坐标系下加入100Hz陷波器及低通滤波器。

3.根据权利要求1所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，其特征在于，所述的同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ为当前时刻电网电压矢量与两相静止坐标系下α轴的夹角。

4.根据权利要求1至3之一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，其特征在于，所述步骤二中，根据同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ，确定两相静止坐标系下电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}的具体过程为：

电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}的幅值均为I_m，电流给定值i_{α_ref}和i_{β_ref}的相位由步骤一中得到的同步旋转坐标系下的电网电压矢量角θ及逆变器的工作状态决定，所述的逆变器的工作状态为整流状态或逆变状态，所述的逆变器为基于LCL型滤波器的三相并网逆变器，

当逆变器的工作状态为整流状态时，电流给定值i_{α_ref}＝I_mcosθ，电流给定值i_{β_ref}＝I_msinθ；

当逆变器的工作状态为逆变状态时，电流给定值i_{α_ref}＝-I_mcosθ，电流给定值i_{β_ref}＝-I_msinθ。

5.根据权利要求1至3之一所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，其特征在于，所述的步骤三中，对并网的三相电流进行采样，对采样获得的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clarke坐标变换，得到两相静止坐标系下电流的采样值i_α和i_β是通过下述公式实现的：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right].$

6.根据权利要求1所述的基于两相静止坐标系下重复控制的LCL型滤波器的三相并网逆变器的电流谐波抑制方法，其特征在于，所述的步骤四中，重复控制器采用DSP控制器实现。