CN106451545B - 基于重复比例谐振控制的z源逆变器双环并网控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，用于LC型Z源逆变器并网系统中，包括以下步骤：1)根据采集的Z源逆变器内的电容电压获取αβ轴的电流参考值；2)根据采集的网侧电感电流获取αβ轴的电流反馈值；3)电流参考值与电流反馈值的差值分别经过重复控制器、比例谐振控制器后相加，得到重复比例谐振控制的电流值，并输入到SPWM模块。与现有技术相比，本发明提高了在LC型滤波器下并网电流和电压的波形质量，降低了谐波畸变率，大幅度提升了升压效果，简化了系统结构，节省了相关材料的使用。

Description

基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法

技术领域

本发明涉及一种Z源逆变器双环并网控制方法，尤其是涉及一种基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法。

背景技术

目前能源短缺问题日益严重，风能、太阳能等新能源的利用迫在眉睫。并网逆变器是连接新能源和大电网的关键设备，在整个系统中起到十分重要的作用。

传统的逆变器通常为电压型逆变器，其本身为降压型逆变器。当需要逆变桥输出电压较高的场合，通常需要在逆变器前端加入放大电路，如此导致了系统成本的增加，同时控制结构更加复杂。Z源逆变器作为一种新型拓扑结构，利用其独特的无源网络，允许上下桥臂同时导通，提高了逆变器的安全性，降低了波形发生畸变的可能。同时由于其本身的结构，可以方便的实现升压/降压的功能，相比较传统逆变器，简化了电路结构，降低了成本。目前传统的Z源逆变器的控制方法为电容电压控制策略，该方法能够在一定程度上抑制谐波干扰。因此，研究Z源逆变器并网控制方法具有重要的理论和实际意义。现有的控制方法存在以下问题：

在传统的Z源逆变器并网系统中，通常采用的是基于d-q坐标系下电容电压外环和电流内环的双环比例积分控制策略。但该种控制策略控制无法有效的抑制谐波干扰。当在α-β下采用比例积分控制时，由于比例积分在电网基波频率处的增益为有限值，在跟踪正弦信号时会产生稳态误差和谐波干扰，这会对整个系统以单位功率因数运行造成影响。

1.传统Z源逆变器控制方法中，一般采用两相旋转坐标系。但是，在两相旋转坐标系下，系统各种参数之间会存在耦合的情况，无法实现完全解耦。因此，在两相旋转坐标系下采用的解耦为近似解耦，存在一定量的误差。

2.在采用静止坐标系的情况下，此时外环通常采用比例积分控制器。但是，在两相转坐标系中采用比例积分控制时，由于比例积分在电网基波频率处的增益为有限值，在跟踪正弦信号时会产生稳态误差和谐波干扰，这会对整个系统以单位功率因数运行造成影响。

3.在传统的双环比例积分控制下，系统的谐振峰值有限，系统的稳态裕度有限。

鉴于以上原因，传统型双环控制三相并网逆变器的控制方法难以满足输入输出高速瞬态响应、轻量化、高效率、高功率因数的技术指标。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，提高了在LC型滤波器下并网电流和电压的波形质量，降低了谐波畸变率，大幅度提升了升压效果，简化了系统结构，节省了相关材料的使用。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，用于LC型Z源逆变器并网系统中，包括以下步骤：

1)根据采集的Z源逆变器内的电容电压获取αβ轴的电流参考值；

2)根据采集的网侧电感电流获取αβ轴的电流反馈值；

3)电流参考值与电流反馈值的差值分别经过重复控制器、比例谐振控制器后相加，得到重复比例谐振控制的电流值，并输入到SPWM模块。

所述重复控制器的传递函数G_PR(s)满足以下公式：

其中，k_p为比例项系数，k_r为谐振项系数，ω_n为谐振角频率，与电网的基波角频率有关。

所述比例项系数和谐振项系数的取值满足k_p＝k_r＝50，所述谐振角频率取值为314Hz。

所述比例谐振控制器的传递函数G(z)满足以下公式；

其中，z^-N为延时环节，N为一个周期内采样次数，滤波器Q(z)为小于1的常数，C(z)为补偿器，用以提供相位补偿和幅值补偿。

所述补偿器满足以下公式：

C(z)＝K_rz^kS(z)

其中，z^k表示超前环节，K_r为比例项重复控制增益，S(z)为滤波器，用来抵消高频谐振较高的峰值和增强前向通道的衰减特性。

所述滤波器满足以下公式：

S(z)＝S₁(z)S₂(z)

其中，S₁(z)表示陷波滤波器，S₂(z)表示二阶滤波器。

所述陷波滤波器满足以下公式：

其中，m和a为陷波滤波器的参数；

所述二阶滤波器的截止频率设为5000rad/s，阻尼系数取0.707，满足以下公式：

所述步骤1)具体为：

11)采集Z源逆变器内的电容电压u_c1，获取电容电压测量值u_dc，d₀为占空比；

12)电容电压参考值u_dc ^*与电容电压测量值u_dc的差值经过比例积分控制器后输出d轴的电流基准值i_d ^*，将0作为q轴的电流基准值i_q ^*；

13)dq轴的电流基准值经过坐标变化后得到获取αβ轴的电流参考值。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

(1)传统方法采用比例积分控制器，而本发明采用的是重复比例谐振控制器，由于并网控制系统采用的是两相静止坐标系，系统控制量为交流量，而重复比例谐振控制器可以对交流量实现稳态无误差跟踪，而比例积分控制器只能对直流量实现稳态无误差跟踪，因此，重复比例谐振控制比比例积分控制具有更好的稳态特性，具有可靠性高、使用范围广等优点。

(2)重复比例谐振具有良好的动态特性，能够满足情况的变化，使系统具有较好的动态和静态性能。

(3)该方法能够在保证系统稳定的前提下，提高并网电流的波形质量，同时通过控制方法可以有效的降低开关应力，保护器件。

(4)内环系统采用静止坐标系下的重复比例谐振控制，理论上在特定频率时的增益为无穷大，能够实现对交流量的无误差跟踪。有利于实现对并网电流的控制。这是传统的比例积分控制器无法达到的。

(5)内环采用静止坐标系，而不是传统的dq旋转坐标系，不存在耦合的情况，有利于实现对指定电容电压的无误差跟踪，更有利于改善并网电流的波形，降低谐波畸变率。

(6)本发明提出的基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，拥有控制效果好，并网电流波形效果好，谐波畸变率低等优点。适用于推广到太阳能，核能，风能等新能源系统，可以推广到Z源逆变器的控制策略中。

(7)现有LCL型并网逆变器存在两个谐振点，控制参数没有设计好会发生谐振，其次如果系统较弱，背景谐波电压会通过系统阻抗与LCL滤波器的C发生谐振，所以一般都会在C上串一个电阻，如果不串电阻最好检测C上电流，做反馈，也就是虚拟阻抗的方法，而本发明方法针对的是带Z源逆变器的LC型并网逆变器的控制研究，Z源逆变器可以实现上下桥臂同时导通，且PR控制器采用理想控制器，克服了传统LCL型难于控制的优点，采用LC型滤波器简化了系统结构，更利于达到好的控制效果。同时本方法中控制器输出赋给SPWM的输入模块，该模块因为Z源逆变器以及PR控制器、Rep控制器独特的结构有着与传统逆变器截然不同的控制规则，所以输出实际上区别很大，代表的意义不同，从而提高了在LC型滤波器下并网电流和电压的波形质量，降低了谐波畸变率，大幅度提升了升压效果，简化了系统结构，节省了相关材料的使用。

附图说明

图1为基于重复比例谐振控制的LC型Z源逆变器双环并网控制框图；

图2为比例谐振控制器伯德图；

图3为重复比例谐振控制框图；

图4为重复控制部分伯德图；

图5为基于比例积分控制的LC型三相Z源逆变器的并网电流谐波次数示意图；

图6为基于重复比例谐振控制的LC型三相Z源逆变器的并网电流谐波次数示意图；

图7为并网电流电压的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

基于重复比例谐振控制的LC型三相Z源逆变器控制结构如图1所示，电容C₁、C₂、电感L₁、L₂、开关管S₁-S₆、电感组L_f、电容组C_f组成LC型三相Z源逆变器，U₀为输入电源电压。

基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法包括以下步骤：

1)根据采集的Z源逆变器内的电容电压获取αβ轴的电流参考值，具体为：

11)采集Z源逆变器内电容C₁的电容电压u_c1，获取电容电压测量值u_dc，d₀为占空比，使得电容电压测量值更加准确；

12)电容电压参考值u_dc ^*与电容电压测量值u_dc的差值经过比例积分控制器PI后输出d轴的电流基准值i_d ^*，将0作为q轴的电流基准值i_q*，比例积分控制器PI实现外环控制功能；

13)dq轴的电流基准值经过dq/αβ坐标变化后得到获取αβ轴的电流参考值i_α ^*、i_β ^*。

2)根据采集的网侧电感电流获取αβ轴的电流反馈值，具体为：

21)根据采集的网侧电压e_a、e_b、e_c，进行锁相环PLL，得到相位θ；

22)根据采集的网侧电感电流i_la、i_lb、i_lc，以及相位，进行3s/2s坐标变换得到αβ轴的电流反馈值i_α、i_β。

3)内环采用重复比例谐振控制：电流参考值与电流反馈值的差值e分别经过重复控制器Rep、比例谐振控制器PR后相加，得到重复比例谐振控制的电流值，并经过2s/3s坐标变换后输入到SPWM模块，由此产生相应的开关驱动信号VS₁～VS₆，进而控制逆变器的并网电流的幅值以及并网电流的波形质量。重复控制器Rep和比例谐振控制器PR构成重复比例谐振控制器。

重复控制器的传递函数G_PR(s)满足以下公式：

其中，k_p为比例项系数，k_r为谐振项系数，ω_n为谐振角频率，与电网的基波角频率有关。k_p＝k_r＝50，取电网的基波角频率为50Hz，所以ω_n＝2*3.14*50＝314Hz，s为连续复变量，G_PR(s)为连续函数。

比例谐振控制器的传递函数G(z)满足以下公式；

其中，z^-N为延时环节，N为一个周期内采样次数，本实施例取值为200，滤波器Q(z)通常为小于1的常数，本实施例中令Q(z)＝0.9，C(z)为补偿器，用以提供相位补偿和幅值补偿，以保证重复系统稳定，并在此基础上改善校正效果，z为离散复变量，G(z)为离散后的模型。

当相位补偿借用超前环节实现时，补偿器满足以下公式：

C(z)＝K_rz^kS(z)

其中，z^k表示超前环节，K_r为比例项重复控制增益，S(z)为滤波器，用来抵消高频谐振较高的峰值和增强前向通道的衰减特性。

滤波器满足以下公式：

S(z)＝S₁(z)S₂(z)

其中，S₁(z)表示陷波滤波器，S₂(z)表示二阶滤波器。

陷波滤波器满足以下公式：

其中，m和a为陷波滤波器的参数，z＝e^jθ带入上式得：

其中，e^jθ为从S域到Z域的映射因子。

二阶滤波器的截止频率设为5000rad/s，阻尼系数取0.707，离散化得：

图3为重复比例谐振控制框图，P(z)代表空载逆变器的传递函数离散化后的方程，y代表重复比例谐振控制器的输出。

图2为比例谐振控制器伯德图，图4为重复控制部分伯德图，根据系统的相关伯德图来设计参数。被控对象和陷波滤波器以及二阶滤波器的补偿效果如图4中所示，从图中可以看出，整个系统存在相位滞后，因此必须加入超前环节z^k补偿，经过多次试验，本文中取k＝8，比例项重复控制增益K_r＝0.8。

图5为基于比例积分控制的LC型三相Z源逆变器的并网电流谐波次数，图6为基于重复比例谐振控制的LC型三相Z源逆变器的并网电流谐波次数，从图中可以看出通过图5可以得出，在传统的PI控制下谐波畸变率较高，THD值为3.93％；而图6在重复比例谐振控制下并网电流的谐波畸变率有了明显的下降，THD值为1.98％。通过以上分析可以得出，重复比例谐振控制相较于传统PI控制而言可以有效的抑制谐波周期性干扰，降低谐波畸变率，减小系统的稳态误差，验证了本发明的有效性和可行性。

图7为并网电流突变时的电压电流波形图，可知：重复比例谐振控制相较于传统PI控制而言可以有效的抑制谐波周期性干扰，降低谐波畸变率，减小系统的稳态误差，验证了本发明的有效性和可行性。并网电流和电压的波形较好。

Claims (6)

1.一种基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，用于LC型Z源逆变器并网系统中，其特征在于，包括以下步骤：

1)根据采集的Z源逆变器内的电容电压获取αβ轴的电流参考值；

2)根据采集的网侧电感电流获取αβ轴的电流反馈值；

3)将电流参考值与电流反馈值的差值分别经过重复控制器和比例谐振控制器后得到的值相加，得到重复比例谐振控制的电流值，并输入到SPWM模块；

所述步骤1)具体为：

11)采集Z源逆变器内的电容电压u_c1，获取电容电压测量值u_dc，d₀为占空比；

12)电容电压参考值u_dc ^*与电容电压测量值u_dc的差值经过比例积分控制器后输出d轴的电流基准值i_d ^*，将0作为q轴的电流基准值i_q ^*；

13)dq轴的电流基准值经过坐标变化后得到获取αβ轴的电流参考值。

2.根据权利要求1所述的基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，其特征在于，所述重复控制器的传递函数G_PR(s)满足以下公式：

其中，s为传递函数的复变量，k_p为比例项系数，k_r为谐振项系数，ω_n为谐振角频率，与电网的基波角频率有关。

3.根据权利要求2所述的基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，其特征在于，所述比例项系数和谐振项系数的取值满足k_p＝k_r＝50，所述谐振角频率取值为314Hz。

4.根据权利要求1所述的基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，其特征在于，所述比例谐振控制器的传递函数G(z)满足以下公式；

其中，z为离散复变量，z^-N为延时环节，N为一个周期内采样次数，滤波器Q(z)为小于1的常数，C(z)为补偿器，用以提供相位补偿和幅值补偿。

5.根据权利要求4所述的基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，其特征在于，所述补偿器满足以下公式：

C(z)＝K_rz^kS(z)

其中，z^k表示超前环节，K_r为比例项重复控制增益，S(z)为滤波器，用来抵消高频谐振较高的峰值和增强前向通道的衰减特性。

6.根据权利要求5所述的基于重复比例谐振控制的Z源逆变器双环并网控制方法，其特征在于，所述滤波器满足以下公式：

S(z)＝S₁(z)S₂(z)

其中，S₁(z)表示陷波滤波器，S₂(z)表示二阶滤波器；

所述陷波滤波器满足以下公式：

其中，m和a为陷波滤波器的参数；

所述二阶滤波器的截止频率设为5000rad/s，阻尼系数取0.707，满足以下公式：