CN103337875A - 基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法，包括：（1）采集电网电压、并网电流以及电容电流；（2）将电网电压经过PLL锁相得到电网电压相位角，并网电流和电容电流通过坐标变换至αβ坐标系下；（3）将电网电压相位角和αβ坐标系下的并网电流及其直流参考信号通过重复控制调节；（4）将重复控制的输出量与干扰观测器的输出量相减再与αβ坐标系下的电容电流相减；（5）最终相减后的输出量通过坐标变换回到abc坐标系，生成PWM脉冲控制三相全桥逆变器输出，从而使分布式发电系统并网发电。本发明使整个并网控制系统动态性能好、稳态精度高并且鲁棒性强，是一种准确高效的逆变器控制方法，具有光明的发展前景。

Description

基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法

技术领域

本发明涉及基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法，属电力行业技术领域。

背景技术

随着光伏并网发电系统应用越来越广泛，像国际电工委员会提出的IEC61727-2004以及国家关于光伏系统并网技术要求都对并网电流谐波有着严格的要求。目前，对于逆变器的控制大多采用电流控制方案，其控制策略有：PID控制、电流滞环控制、状态反馈控制、无差拍控制、比例谐振控制、滑模控制、重复控制、以及其它智能控制等。其中对谐波有较好处理能力的有比例谐振控制和重复控制。

比例谐振控制利用谐振环节在谐振频率点提供的高增益实现对该频率信号的无静差控制，因此能够处理各次谐波；然而它的缺点是：若需要对若干个谐波信号进行跟踪就需要对应数量的控制器，导致系统结构复杂、实现困难，增加了DSP的计算负担，并且当需要补偿的谐波靠近剪切频率时，比例谐振控制的高增益峰值会影响系统的稳定性。

重复控制是一种基于内模原理的控制方法，只需一个内模就可以对所有谐波进行处理，系统结构简洁；它的突出特点是稳态特性好，因此在静止无功补偿器、有源电力滤波器、并网逆变器中广泛应用。但重复控制有一个致命的弱点，就是它的控制实时性差，动态响应速度慢。目前大量研究工作致力于对重复控制的改进，而改进的思路大都集中在两个方面：一是对重复控制内模的改进；二是组合控制方法。

张帆在标题为“SPWM逆变器的重复控制方法研究”（[硕士学位论文]，浙江工业大学，2011）的文章中提出了1/4周期重复控制，提高了系统的动态响应，但是重复控制器的设计复杂。

Shuai Jiang，Dong Cao and Yuan Li等人在标题为“Low-THD,Fast-Transient,and Cost-Effective Synchronous-Frame RepetitiveController for Three-Phase UPS Inverters,”（IEEE Trans.PowerElectron.,vol.27,no.6,pp.2994–3005,June.2012）的文章中提出了1/6周期重复控制，更进一步提高了系统的动态响应，但是需要进行6次坐标变换，且有6个重复控制器，控制结构复杂。

张鹏,金海,梁星星,余峰等人在标题为“基于PI+重复控制的光伏并网逆变器设计”（控制技术，2011,31(8):48－51）的文章中提出了重复控制与PI相并联的组合控制策略，但两调节器之间的相互干扰会造成稳态性能指标的下降。

此外还有基于状态反馈与重复控制的组合控制方法，但状态反馈效果依赖于控制对象模型的精确建立，鲁棒性差，在工程上很难广泛应用。因此现有的重复控制策略及其组合控制方法无法兼顾良好的动态特性，精确的稳态控制精度和较强的鲁棒性。

发明内容

本发明的目的旨在解决现有技术中所存在的上述技术缺陷，并通过对重复控制的改进，提高并网控制系统的动态性，增强其鲁棒性。

为达到以上目的，本发明采用了以下技术方案。

本发明提供了基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法，包括如下步骤：

（1）采集当前电网电压e_a,e_b,e_c、并网电流i_2a,i_2b,i_2c以及电容电流i_cfa,i_cfb,i_cfc；

（2）将电网电压e_a,e_b,e_c经过锁相环PLL锁相得到电网电压相位角θ，并网电流i_2a,i_2b,i_2c和电容电流i_cfa,i_cfb,i_cfc通过坐标变换至αβ坐标系下；

（3）将电网电压相位角θ，αβ坐标系下的并网电流i_2α,i_2β以及并网电流参考信号i_2dref,i_2qref通过重复控制调节；

（4）将重复控制的输出量减去干扰观测器的输出量得到相减量C_α,C_β，再将所述相减量C_α,C_β分别减去相对应的αβ坐标系下的电容电流i_cfα,i_cfβ，所述的C_α,C_β和αβ坐标系下的并网电流i_2α,i_2β作为干扰观测器的输入信号；

（5）将（4）中所述的相减量C_α,C_β分别减去相对应的αβ坐标系下的电容电流i_cfα,i_cfβ得到的输出量通过坐标变换回到abc坐标系，生成PWM脉冲控制三相全桥逆变器输出，从而使分布式发电系统并网发电。

步骤3中所述的重复控制为改进型重复控制，其结构是将传统的“嵌入式”重复控制结构中的镇定补偿器k_rz^k1s(z)拆成了两部分，分别为幅值补偿k_rs(z)和相位补偿z^k1，指令前馈通道放在幅值补偿k_rs(z)和相位补偿z^k1两者之间，并且指令前馈通道上新增纯比例环节k_p和相位超前环节z^k。

所述纯比例环节k_p与镇定补偿器中的比例环节k_r满足：

k_pk_r＝1

所述的相位超前环节z^k与镇定补偿器中的相位补偿z^k1完全相等，即满足：

k＝k1

所述的相位超前环节z^k是对并网电流参考信号i_2dref,i_2qref的k拍超前，在αβ坐标系下，并网电流参考信号i_2dref,i_2qref的k拍超前可利用电网电压相角θ加上一个角度φ再经过dq-αβ变换来实现，这样即实现了并网电流指令信号的k拍超前，又可以进行有功和无功控制，其中：

$\mathrm{\φ}=\frac{k*T}{T_1}*2\mathrm{\π}$

其中：k为所述的相位超前环节z^k中的k，T为采样周期，T₁为一个基波周期，即0.02秒。

本发明的改进型重复控制对于输入信号的动态响应速度快并且无超调，理论上可实现零拍跟踪，并且改进的指令前馈通道大大降低了重复控制器的负担，而干扰观测器补偿外部扰动、未建模动态、系统参数变化等不确定性因素，一方面加快系统对扰动信号的响应速度，另一方面保证前级改进型重复控制器的性能，增强了系统的性能鲁棒性。因此本发明能够使整个并网控制系统动态性能好、稳态精度高并且鲁棒性强。

附图说明

图1是本发明基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法的结构示意图。

图2传统的“嵌入式”重复控制结构示意图。

图3改进型重复控制结构示意图。

图4参考信号的k拍超前实现示意图。

图5干扰观测器结构示意图。

图6改进型重复控制并网电流动态响应仿真图。

图7改进型重复控制并网电流稳态误差仿真图。

图8改进型重复控制和干扰观测器组合控制方法并网电流动态响应仿真图。

图9改进型重复控制和干扰观测器组合控制方法并网电流稳态误差仿真图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明进行具体分析。

图1所示为基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法的结构示意图，包括如下步骤：

（1）采集当前电网电压e_a,e_b,e_c、并网电流i_2a,i_2b,i_2c以及电容电流i_cfa,i_cfb,i_cfc。

（2）将电网电压e_a,e_b,e_c经过锁相环PLL锁相得到电网电压相位角θ，并网电流i_2a,i_2b,i_2c和电容电流i_cfa,i_cfb,i_cfc通过坐标变换至αβ坐标系下。

（3）将电网电压相位角θ，αβ坐标系下的并网电流i_2α,i_2β以及并网电流参考信号i_2dref,i_2qref通过重复控制调节；

如图1所示，直流参考信号为i_2dref,i_2qref，电网电压相位角为θ，αβ坐标系下的并网电流为i_2α,i_2β。图3所示为改进型重复控制结构示意图，为分析方便，只分析α坐标系下的控制结构。其中G(z)代替重复控制后面的环节，e_α为电网电压作为扰动输入处理。其结构是将传统的“嵌入式”重复控制结构（如图2所示）中的镇定补偿器k_rz^k1s(z)拆成了两部分，分别为幅值补偿k_rs(z)和相位补偿z^k1，指令前馈通道放在幅值补偿k_rs(z)和相位补偿z^k1两者之间，并且指令前馈通道上新增纯比例环节k_p和相位超前环节z^k。

所述纯比例环节k_p与镇定补偿器中的比例环节k_r满足：

k_pk_r＝1

所述的相位超前环节z^k与镇定补偿器中的相位补偿z^k1完全相等，即满足：

k＝k1

所述的相位超前环节z^k是对并网电流参考信号i_2dref,i_2qref的k拍超前，另一方面在αβ坐标系下，并网电流指令信号的k拍超前实现如图4所示，即利用电网电压相角θ加上一个角度φ再经过dq-αβ变换来实现，这样即实现了并网电流指令信号的k拍超前，又可以进行有功和无功控制，其中：

$\mathrm{\φ}=\frac{k*T}{T_1}*2\mathrm{\π}$

其中：k为所述的相位超前环节z^k中的k，T为采样周期，T₁为一个基波周期，即0.02秒。

在图3所示为改进型重复控制结构中，当输入信号发生变化时，在重复控制输出的控制量延迟一个基波周期内，系统近似于开环工作，因此系统的输入信号i_2αref到输出信号i_2α的脉冲传递函数为：

G_open＝k_pk_rz^ks(z)G(z) （1）

其中：k_p为指令前馈通道中的比例环节，z^k为指令前馈通道中的相位超前环节，G(z)代表重复控制后面的环节，k_rs(z)是镇定补偿器中的幅值补偿。

在系统控制带宽内，当幅值补偿和相位补偿理想时，z^k1s(z)G(z)＝1，由k＝k1知，z^ks(z)G(z)＝1，再将k_pk_r＝1带入（1）得：

G_open＝1 （2）

由公式（2）可见，在输入信号发生变化后的一个基波周期内，输入到输出形成一个零相位跟踪控制系统，理论上实现了零拍控制，充分保证了动态过程的快速性并且无超调。

当系统处于稳态运行时，由图3可得输入i_2αref到输出i_2α的脉冲传递函数为：

$G\left(z\right)=\frac{i_{2\mathrm{\α}}}{i_{2\mathrm{\αref}}}=\frac{k_r{z}^{k1}s\left(z\right)G\left(z\right)[(z^N-Q\left(z\right))*k_p+1]}{z^N-Q\left(z\right)+k_r*z^{k1}s\left(z\right)G\left(Z\right)}---\left(3\right)$

其中：k＝k1已带入，k_p为指令前馈通道中的比例环节，G(z)代表重复控制后面的环节，k_rz^k1s(z)是镇定补偿器,Q(z)为重复控制内模中的低通滤波器或小于1的常数，z^N为超前环节，其中N＝T₁/T,T₁为一个基波周期，即0.02秒，T为采样周期。

将k_pk_r＝1带入并化简得：

$G\left(z\right)=\frac{i_{2\mathrm{\α}}}{i_{2\mathrm{\αref}}}=\frac{z^{k1}s\left(z\right)G\left(z\right)[z^N-Q\left(z\right)+k_r]}{z^N-Q\left(z\right)+k_r*z^{k1}s\left(z\right)G\left(z\right)}---\left(4\right)$

则对应的闭环系统的特征方程为：

z^N-Q(z)+k_r*z^k1s(z)G(z)＝0 （5）

由小增益原理可推导出该系统稳定的一个充分条件：

|Q(e^jωT)-k_r*e^jk1ωTs(e^jωT)G(e^jωT)|＜1,ω∈[0,π/T] （6）

其中：T为采样周期，由公式（6）可见，改进型的重复控制相关环节的设计与传统重复控制完全一样。

由公式（6）进一步可得：

$i_{2\mathrm{\α}}=\frac{z^{k1}s\left(z\right)G\left(z\right)[z^N-Q\left(z\right)+k_r]}{z^N-Q\left(z\right)+k_r*z^{k1}s\left(z\right)G\left(z\right)}*i_{2\mathrm{\αref}}---\left(7\right)$

同样考虑到在控制带宽内幅值补偿和相位补偿理想的情况下：

z^k1s(z)G(z)＝1 （8）

将公式（8）带入公式（7）并化简得：

i_2α＝i_2αref （9）

由公式（9）可见，在系统处于稳态运行时，整个系统也相当于一个零相位跟踪控制系统，实现了系统对输入信号的无静差跟踪，并且这种无静差特性与重复控制内模中的Q(z)和镇定补偿器中的k_r无关，因此在Q(z)和k_r的设计中只需考虑系统对扰动信号的抑制能力和系统的稳定性而无需考虑对输入信号的跟踪精度，极大地简化了Q(z)和k_r的设计。

（4）将重复控制的输出量减去干扰观测器的输出量得到相减量C_α,C_β，再将所述相减量C_α,C_β分别减去相对应的αβ坐标系下的电容电流i_cfα,i_cfβ，所述的C_α,C_β和αβ坐标系下的并网电流i_2α,i_2β作为干扰观测器的输入信号；

（5）将（4）中所述的相减量C_α,C_β分别减去相对应的αβ坐标系下的电容电流i_cfα,i_cfβ得到的输出量通过坐标变换回到abc坐标系，生成PWM脉冲控制三相全桥逆变器输出，从而使分布式发电系统并网发电。

LCL滤波器存在谐振峰值，这里采用电容电流内环的有源阻尼法抑制谐振。图5所示为干扰观测器结构示意图，其中u_r为改进型重复控制输出量，i_2α为并网电流输出，d为外界等效干扰（包括电网电压）；ξ为高频测量噪声，H(s)为经电容电流内环改造后的实际并网逆变器模型，H_n(s)是H(s)的名义模型，w(s)为一低通滤波器。

由图5可分别得到u_r、d和ξ到输出i_2α的脉冲传递函数：

$G_1\left(s\right)=\frac{u_r}{i_{2\mathrm{\α}}}=\frac{H\left(s\right)H_n\left(s\right)}{H_n\left(s\right)+[H\left(s\right)-H_n\left(s\right)]w\left(s\right)}$

$G_2\left(s\right)=\frac{d}{i_{2\mathrm{\α}}}=\frac{H\left(s\right)H_n\left(s\right)[1-w\left(s\right)]}{H_n\left(s\right)+[H\left(s\right)-H_n\left(s\right)]w\left(s\right)}---\left(10\right)$

$G_3\left(s\right)=\frac{\mathrm{\ξ}}{i_{2\mathrm{\α}}}=\frac{-H\left(s\right)w\left(s\right)}{H_n\left(z\right)+[H\left(s\right)-H_n\left(s\right)]\mathrm{ws}}$

在w(s)带宽内，w(s)≈1并且不存在高频测量噪声ξ则：

G₁(s)≈H_n(s),G₂(s)≈0 （11）

公式（11）说明在w(s)带宽内：

1）G₁(s)≈H_n(s)说明经干扰观测器改造后的并网逆变器模型与名义模型一致，外界干扰特别是参数的变化不影响镇定补偿器的补偿效果，即能保证公式（8）的成立，因此保证了前级改进型重复控制结构的性能，使系统具有较强的性能鲁棒性。

2）G₂(s)≈0说明对低频干扰具有完全的抑制能力，因此对于在w(s)带宽内的网侧电流低次谐波而言，首先由干扰观测器进行快速补偿，再由重复控制进一步消除静差；而对于在w(s)带宽外的低次谐波则只有重复控制进行补偿。

图6所示为本发明的改进型重复控制在突加电流指令后的并网电流动态调节过程仿真图，可见在突加电流指令后网侧电流响应无超调并且在一个周期后即进入到稳态过程；图7所示为其从启动到系统稳定运行过程中的稳态误差仿真图，理论上i_2α＝i_2αref，应该只具有较小的误差。但是一方面考虑到在建模时未考虑到电网阻抗，因此公式（8）不能精确成立；另一方面，由于本实施方案中重复控制内模Q(z)取0.95而不是理想的1，因此存在一定的谐波抑制误差。

图8为本发明的基于改进型重复控制和干扰观测器的组合控制方法在突加电流指令后的并网电流动态调节过程仿真图，图9所示为其从启动到系统稳定运行过程中的稳态误差仿真图，可见它不仅动态调节过程快并且在加入干扰观测器后稳态误差变得非常小，体现了将强的性能鲁棒性。

由以上理论分析和仿真图可以看出，本发明使整个并网控制系统动态性能好、稳态精度高并且鲁棒性强，是一种准确高效的逆变器控制方法，具有光明的发展前景。

Claims (2)

1.基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法，其特征在于所述方法包括如下步骤：

步骤1：采集当前电网电压e_a,e_b,e_c、并网电流i_2a,i_2b,i_2c以及电容电流i_cfa,i_cfb,i_cfc；

步骤2：将电网电压e_a,e_b,e_c经过锁相环PLL锁相得到电网电压相位角θ，并网电流i_2a,i_2b,i_2c和电容电流i_cfa,i_cfb,i_cfc通过坐标变换至αβ坐标系下；

步骤3：将电网电压相位角θ，αβ坐标系下的并网电流i_2α,i_2β以及并网电流参考信号i_2dref,i_2qref通过重复控制调节；

步骤4：将重复控制的输出量减去干扰观测器的输出量得到相减量C_α,C_β，再将所述相减量C_α,C_β分别减去相对应的αβ坐标系下的电容电流i_cfα,i_cfβ，所述的C_α,C_β和αβ坐标系下的并网电流i_2α,i_2β作为干扰观测器的输入信号；

步骤5：将步骤4中所述的相减量C_α,C_β分别减去相对应的αβ坐标系下的电容电流i_cfα,i_cfβ，得到的输出量通过坐标变换回到abc坐标系，生成PWM脉冲控制三相全桥逆变器输出，从而使分布式发电系统并网发电。

2.根据权利要求1所述的基于重复控制和干扰观测器的并网逆变器组合控制方法，其特征在于：其中步骤3中所述的重复控制为改进型重复控制，其结构是将传统的“嵌入式”重复控制结构中的镇定补偿器k_rz^k1s(z)拆成了两部分，分别为幅值补偿k_rs(z)和相位补偿z^k1，指令前馈通道放在幅值补偿k_rs(z)和相位补偿z^k1两者之间，并且指令前馈通道上新增纯比例环节k_p和相位超前环节z^k。

所述纯比例环节k_p与镇定补偿器中的比例环节k_r满足：

k_pk_r＝1

所述的相位超前环节z^k与镇定补偿器中的相位补偿z^k1完全相等，即满足：

k＝k1

所述的相位超前环节z^k是对并网电流参考信号i_2dref,i_2qref的k拍超前，在αβ坐标系下，并网电流参考信号i_2dref,i_2qref的k拍超前可利用电网电压相角θ加上一个角度φ再经过dq-αβ变换来实现，这样即实现了并网电流指令信号的k拍超前，又可以进行有功和无功控制，其中：

$\mathrm{\φ}=\frac{k*T}{T_1}*2\mathrm{\π}$

其中：k为所述的相位超前环节z^k中的k，T为采样周期，T₁为一个基波周期，即0.02秒。

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