CN104882886B - 基于llcl滤波的有源电力滤波器复合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，通过数字系统固有延时，对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置，实现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定控制。在具体配置时，将LLCL滤波器直接与电网相连，减小了总电感量，降低系统成本和谐波输出能力，还避免了传统无源阻尼的附加损耗和有源阻尼需要额外添加传感器或受模型精度影响的问题，非常适合大功率逆变器应用。

Description

基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法

技术领域

本发明属于有源电力滤波器电流控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于无阻尼电阻LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法。

背景技术

近年来，有源电力滤波器(APF)越来越多地采用高阶滤波器，如LC、LCL和LLCL滤波器，来代替传统单电感并网逆变器。LCL滤波器的滤波效果优于单电感滤波器，LLCL滤波器的滤波效果优于LCL滤波器。要得到相同的纹波滤除效果，LLCL可以取得最小的电感量。

针对APF应用的LCL和LLCL滤波器的参数设计和稳定控制是逆变器研究的一大热点。LLCL滤波器的设计需要确定四个自由参数：三个电感，一个电容，并要综合考虑纹波衰减率、滤波电感电压降、电容无功电流、逆变桥纹波电流等因素，具有一定难度。

LCL滤波器在转折频率点存在高幅值的谐振峰，难以稳定控制。一个简单的方法是通过电容支路串联阻尼电阻，降低谐振峰幅值。但在实际应用中，电容支路的纹波电流会在电阻上产生较大的损耗、发热严重，对电阻的选型和冷却条件有较高要求，不适合大容量APF应用。并且，电阻的引入增大了电容支路的阻抗，违背了电容支路低阻抗的初衷，影响滤波效果。

为了取消阻尼电阻，各国学者做了大量的研究工作，特别是针对LCL滤波器控制的研究,主要有以下几种方法：

一、将LCL滤波器输出电流反馈点从电网侧转移到逆变桥侧。反馈逆变桥电流有利于稳定控制，但逆变桥电流中富含的高频成分将被引入控制环，这可能会干扰控制环的正常运行；

二、直接对网侧电流进行闭环控制可以避免上述问题，具体包括以下方法：一种方法是所谓的“有源阻尼(Active Damping)”法，通过反馈电容电压或电流，构成多变量反馈系统，取得了不错的效果。代价是需要额外的传感器，并且增加了控制环的复杂程度。第二种方法为状态反馈极点配制和阻尼函数法，但由于电网电感的不确定性，可能存在参数鲁棒性问题。第三种方法为电流加权平均法，对网侧电流和逆变桥电流进行加权平均，LCL滤波器能够被简化为单电感滤波器，大为降低了闭环控制难度。缺点是需要额外反馈逆变桥电流，增加了传感器数量，并且电网电感的变化会影响控制性能。相比于LCL滤波器有源阻尼策略方面研究，LLCL滤波器无阻尼策略方面研究文献还比较少。采用无源阻尼方案，在大容量APF应用中将不利于效率的提高；而采用一种有源阻尼和无源阻尼并联的混合阻尼方案，能提高LLCL并网逆变器在弱电网中的稳定性，虽然提高了效率，却引入了一定的附加损耗。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，利用数字系统固有延时，对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置，实现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定控制。

一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、PLL锁相环模块根据电网电压u_g得到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

(2)、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g变为dq0坐标系下的电压u_gd、u_gq、u_g0，同时将三电平VSI交流侧电流i₁变为dq0坐标系下的电流i_1d、i_1q、i₁₀；

(3)、直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI直流侧电压u_dc1作差，再与三电平VSI直流侧电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值同时将三电平VSI直流侧电压u_dc1与三电平VSI直流侧电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值

(4)、谐波电流检测模块将负载电流i_L进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波电流i_Ldh、i_Lqh、i_L0h；

(5)、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q、u₀；

(5.1)、计算电流Δi_d：将有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到

(5.2)、计算电流Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

(5.3)、计算电流Δi₀：将中性线电流给定值与谐波电流i_0Lh求和再与电流i₁₀作差，得到

(5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω₀，将计算得到的Δi_d、Δi_q、Δi₀先进行复合控制，再经过延时环节延时，得到控制量u_d、u_q、u₀；

(6)、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq、u_g0以及步骤(5)所述的输出控制量u_d、u_q、u₀进行叠加，得到控制量V_d、V_q、V₀；

(7)、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤(6)所述的控制量V_d、V_q、V₀变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

(8)、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c产生开关函数S_a，S_b，S_c，控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断，得到VSI输出电压信号；

(9)VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后，经过无阻尼电阻LLCL滤波器转化为电流信号。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明发明一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，通过数字系统固有延时，对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置，实现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定控制。在具体配置时，将LLCL滤波器直接与电网相连，减小了总电感量，降低系统成本和谐波输出能力，还避免了传统无源阻尼的附加损耗和有源阻尼需要额外添加传感器或受模型精度影响的问题，非常适合大功率逆变器应用。

附图说明

图1是有源电力滤波器的一种具体实施框图；

图2是电流控制模块进行PI控制内环的d轴控制结构图；

图3是增加不同延时环节时，离散域PI控制内环开环波特图；

图4是重复控制器在d轴的控制流程图；

图5是增加不同延时环节时，重复控制外环稳定性验证图；

图6是数字延时一拍后，本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图；

图7是无数字延时一拍时，本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是有源电力滤波器的一种具体实施框图。

在本实施例中，先对有源电力滤波器的内部结构作说明，如图1所示，有源电力滤波器主要包括主电路和控制部分。

其中，主电路又包括三电平VSI 1、LLCL滤波器2、非线性负载3。三电平VSI 1通过LLCL滤波器2与电网相连，非线性负载3直接与电网相连，从而组成了一个完整的有源电力滤波器的主电路。

控制部分包括：锁相环PLL 4、abc-dq0坐标系变换模块5、直流电压控制模块6、谐波电流检测模块7、电流控制模块8、电网电压前馈模块9、dq0-abc坐标系变换10，SPWM调制模块11，构成了有源电力滤波器的控制部分。

下面结合实例对本发明进行详细说明：

S1、PLL锁相环模块根据电网电压u_g获取到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

S2、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g变换到dq0坐标系下的电压u_gd、u_gq、u_g0，同时将三电平VSI交流侧电流i₁变换到dq0坐标系下的电流i_1d、i_1q、i₁₀；

S3、计算输出有功电流给定值和中性线电流给定值

直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI直流侧电压u_dc1作差再与三电平VSI直流侧电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值同时将三电平VSI直流侧电压u_dc1与三电平VSI直流侧电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值

S4、谐波电流检测模块将负载电流i_L进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波电流i_Ldh、i_Lqh、i_L0h；

S5、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q、u₀

S5.1)、计算电流Δi_d：将有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到

S5.2)、计算电流Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

S5.3)、计算电流Δi₀：将中性线电流给定值与谐波电流i_0Lh求和再与电流i₁₀作差，得到

S5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω₀，将计算得到的Δi_d、Δi_q、Δi₀先进行复合控制，再经过延时环节延时，得到控制量u_d、u_q、u₀；

在本实施例中，电流控制模块包括：PI控制器、重复控制器和基波周期延时环节，且基波周期延时环节设置在PI控制器之后；其中，PI控制器的传递函数为：

其中，K_p为比例参数，K_I为积分参数，z为Z域算子；

重复控制器的传递函数为：

其中，z^-N为基波周期延时环节，N为延时拍数，S(z)为补偿器，Q(z)为一个低通滤波器。

在本实施例中，PI控制器采用单PI控制，在增加了基波周期延时环节之后，电流控制模块进行PI控制内环的d轴控制结构图如图2所示，PI控制模块和延时环节的控制流程为：

(1)重复控制器的输出量i_ed经过PI控制后得到输出量u_ed；

(2)u_ed经过基波周期延时环节后，得到电流控制模块的最终输出量u_d。

验证电流控制模块PI控制内环的稳定性：图3(a)为未加延时环节离散域PI控制内环开环波特图，图3(b)为延时一拍后离散域PI控制内环开环波特图，图3(c)为延时两拍后离散域PI控制内环开环波特图。当幅值裕度Gm＞0和相角裕度Pm＞0系统稳定，可知，延时一拍和两拍时，PI控制内环是稳定的。

在本实施例中，重复控制器在d轴的控制流程图，如图4所示，其中，低通滤波器Q(z)为小于1的常数；补偿器S(z)由补偿相位的超前环节z^k，一个均值滤波器F₁(z)和一个二阶低通滤波器组成F₂(z)，即：S(z)＝k_rz^kF₁(z)F₂(z)，其中，z为Z域算子，k_r为重复控制器增益；重复控制器控制流程为：

(1)有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差得到误差信号E(z)_d；

(2)将误差信号E(z)_d与复合控制器中的重复信号发生器(Q(z)z^-N)输出信号相加，得到中间信号U(z)_d；

(3)将中间信号U(z)_d经过基波周期延时环节(z^-N)和补偿器(S(z))后，得到补偿器输出信号i_ed1；

(4)将误差信号E(z)_d与补偿器输出值i_ed1相加，得到重复控制器的输出量i_ed；

验证电流控制模块重复控制外环稳定性。本实施例中，重复控制器参数为：Q(z)＝0.85，补偿相位的超前环节z^k＝4，二阶低通滤波器的转折频率选择3kHZ。图5(a)未加延时环节的稳定性检验图；图5(b)为延时一拍后的稳定性检验图，图5(c)为延时两拍后的稳定性检验图。由图可知，只有延时一拍时，电流控制模块重复控制外环是稳定的。

S6、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq、u_g0以及步骤(5)所述的输出控制量u_d、u_q、u₀进行叠加，得到控制量V_d、V_q、V₀；

S7、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤(6)所述的控制量V_d、V_q、V₀变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

S8、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c得到对应的开关函数S_a、S_b、S_c，并依此来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断，得到VSI输出电压信号；

(9)VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后，经过无阻尼电阻LLCL滤波器转化为电流信号。

其中，LLCL滤波器中，其网侧电流至逆变桥侧电压的传递函数为：

其中，s为S域算子，L₁为VSI侧电感，L₂为网侧电感，L_r和C_r为谐振支路的电感和电容。

图6为数字延时一拍后，本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图。

其中电网线电压有效值为380V，额定功率为66.7kW，开关频率为12.8kHZ。LLCL滤波器参数为L1为0.1mH，L2为0.06mH，Cr为10μF，Lr为15μH。

本实施例中，图6(a)中分别为负载电流，APF补偿电流和补偿后电网电流；图6(b)中为负载电流和补偿后电网电流频谱图。从图中可以看出，利用数字系统固有延时一拍，能够实现LLCL滤波器的无阻尼自稳定控制。负载电流总谐波畸变率(THD)为29.29％，补偿后电流总谐波畸变率(THD)为5.81％。

图7为没有数字延时一拍时有源电力滤波器补偿效果仿真图。

图7(a)中分别为负载电流，APF补偿电流和补偿后网侧电流；图7(b)中为负载电流和补偿后网侧电流频谱图。图(a)中补偿后电网电流严重畸变，图(b)中负载电流总谐波畸变率(THD)为29.21％，补偿后电流总谐波畸变率(THD)为80.80％。由此可知，未采用数字延时一拍，由于LLCL滤波器的谐振峰导致系统不稳定。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (2)

1.基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、PLL锁相环模块根据电网电压u_g得到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

(2)、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g变为dq0坐标系下的电压u_gd、u_gq、u_g0，同时将三电平VSI交流侧电流i₁变为dq0坐标系下的电流i_1d、i_1q、i₁₀；

(3)、直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI直流侧电压u_dc1作差，再与三电平VSI直流侧电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值同时将三电平VSI直流侧电压u_dc1与三电平VSI直流侧电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值

(4)、谐波电流检测模块将负载电流i_L进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波电流i_Ldh、i_Lqh、i_L0h；

(5)、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q、u₀；

(5.1)、计算电流Δi_d：将有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到

(5.2)、计算电流Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

(5.3)、计算电流Δi₀：将中性线电流给定值与谐波电流i_L0h求和再与电流i₁₀作差，得到

(5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω₀，将计算得到的Δi_d、Δi_q、Δi₀先进行复合控制，得到输出量i_ed、i_eq、i_e0，再经过PI控制后得到输出量u_ed、u_eq、u_e0，最后再经过延时环节延z^-x，得到控制量u_d、u_q、u₀；

(6)、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq、u_g0以及步骤(5)所述的输出控制量u_d、u_q、u₀进行叠加，得到控制量V_d、V_q、V₀；

(7)、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤(6)所述的控制量V_d、V_q、V₀变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

(8)、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c产生开关函数S_a，S_b，S_c，控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断，得到VSI输出电压信号；

(9)VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后，经过无阻尼电阻LLCL滤波器转化为电流信号；

其中，所述无阻尼电阻LLCL滤波器中，其网侧电流至逆变桥侧电压的传递函数为：

$G\left(S\right)=\frac{C_r*L_r*s^2+1}{(C_r*L_1*L_2+C_r*L_1*L_r+C_r*L_2*L_r)s^3+(L_1+L_2)s}$

其中，s为S域算子，L₁为VSI侧电感，L₂为网侧电感，L_r和C_r为谐振支路的电感和电容；

所述的电流控制模块包括：PI控制器、重复控制器和延时环节，且基波周期延时环节设置在PI控制器之后；

所述的PI控制器的传递函数为：

$PI\left(z\right)=Kp(1+\frac{K_{I}z}{z-1})$

其中，K_p为比例参数，K_I为积分参数，z为Z域算子；

所述的重复控制器的传递函数为：

$H\left(z\right)=\frac{z^{-N}S\left(z\right)}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}$

其中，z^-N为基波周期延时环节，N为延时拍数，S(z)为补偿器，Q(z)为一个低通滤波器；

所述的延时环节z^-x是可变的，x为可变延时拍数，其取值为大于等于1的整数。

2.根据权利要求书1所述的基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在于，所述的低通滤波器Q(z)为小于1的常数；

所述的补偿器S(z)＝k_rz^kF₁(z)F₂(z)

其中，z为Z域算子，k_r为重复控制器增益，z^k为补偿相位的超前环节，k为常数，表示超前环节的拍数；F₁(z)为平均值滤波器，F₂(z)为二阶低通滤波器。