CN107732921B - 基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置及工作方法 - Google Patents

Abstract

基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置，其基于九开关管逆变器的主电路结构，该结构提供两路输出端口，上端输出端口通过耦合变压器串联接入电网实现动态电压恢复器功能，下端输出端口直接并联接入电网实现有源电力滤波器功能。DVR端口利用基于电网电压前馈和负载电压反馈的负荷控制策略对输出电压进行控制，能快速准确地补偿电压暂降和三相不平衡。APF端口利用基于均值法和超前网络校正的改进型FBD检测法对谐波电流进行检测，并且利用多重准PR控制对输出电流进行控制，能够迅速准确完成谐波电流、不平衡电流与无功电流的检测与补偿。本发明节省三个开关管，降低了生产成本、提高了装置安装的灵活度和拓宽了应用领域。

Description

基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置及工作方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制和电能质量控制领域，是涉及一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置及工作方法，具体涉及使用一种新型的逆变器结构以及合适的控制方法来同时实现动态电压恢复器(Dynamic Voltage Restorer，DVR)功能和有源电力滤波器(Active Power Filter，APF)功能，完成对电网中存在的电压暂降、电压不平衡和谐波电流等电能质量问题的有效治理。

背景技术

近年来随着电力工业的高速发展，以电力电子技术为基础的各种新型的设备和装置不断出现，并广泛应用于电力系统之中，其中具有非线性电气特性的电力电子装置的应用虽然带来了诸如提高能量转换率，减少设备体积等一系列的经济效益和各种便利，但与此同时也会不可避免的向系统注入无功功率和各次谐波电流，造成电能质量下降，电力设备不能正常、可靠的运行，影响居民正常生活、对经济造成重大损失。在现用的技术手段中有源电力滤波器(APF)是治理电网谐波污染的主要手段之一，在电网，尤其是配电和用电领域的应用越来越广泛。同时，随着用电设备的技术更新，电压暂降与三相不平衡等问题也已经成为影响用户的最主要的电能质量问题之一。动态电压恢复器(DVR)是目前公认的一种用于保证敏感负荷供电电压稳定的有效串联补偿装置，它能在毫秒级时间内向系统与负荷之间串联注入幅值和相位可调的电压，补偿电压暂降，保证敏感负荷的电压在受到系统电压扰动时仍处于可接受的范围内。

为了降低生产成本、提高装置安装的灵活度和拓宽应用领域，小型化、损耗低及可靠性高成为了现今并网电能质量控制装置的重要发展方向，如传统的十二开关管背靠背型电能质量复合控制装置，为了进一步优化并网电能质量复合控制装置的成本和结构，可以优化传统背靠背型装置的结构和控制方法。

发明内容

为了解决上述存在的问题，本发明提供一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置及工作方法，利用九开关管逆变器所提供的两组输出端口，分别构成DVR功能端口和APF功能端口，从而在同一套并网装置内把两种功能结合在一起，减小系统投资成本和提高装置安装的灵活度和拓宽应用领域，为达此目的，本发明提供一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置，所述电能质量复合控制装置内有九开关管逆变器，所述的九开关管逆变器有三根并联的桥臂，所述的桥臂包括三个串联的开关管，所述的开关管结构可视为两个全桥逆变器的叠加，记靠近直流母线正极的开关管分别为S_A、S_B、S_C，靠近直流母线负极的开关管分别为S_U、S_V、S_W，各桥臂的三个开关管除去上述两组开光管后余下的开光管为S_AU、S_BV、S_CW，以上9个开关管组成逆变器主电路，所述九开关管逆变器的上端输出端口为动态电压恢复器，所述九开关管逆变器的上端输出端口通过耦合变压器串联接入电网，所述九开关管逆变器的下端输出端口为有源电力滤波器，所述九开关管逆变器的下端输出端口直接并联接入电网。

作为本发明控制装置进一步改进，所述的装置应用于三相三线制系统，所述九开关管逆变器的上端输出端口通过线电压方式对网侧电压进行补偿。

本发明一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置的控制方法，所述控制装置采用九开关逆变器作为主电路，定义靠近直流母线正极的开关管分别为S_A、S_B、S_C，靠近直流母线负极的开关管分别为S_U、S_V、S_W，各桥臂的三个开关管除去上述两组开光管后余下的开光管为S_AU、S_BV、S_CW，以上9个开关管组成逆变器主电路，开关管逆变器的上端输出端口通过耦合变压器串联接入电网实现动态电压恢复器功能，下端输出端口直接并联接入电网实现有源电力滤波器功能：

具体步骤如下：

步骤一，DVR端口工作时，首先检测网侧线电压u_ab、u_bc，对线电压瞬时值进行数字锁相运算，得到电网电压相位θ，通过锁相环的相位以及实际应用时日负荷变动造成的电压波动来计算出电网所需的参考电压

检测出的网侧线电压u_ab、u_bc经过数字滤波及锁相后与参考电压比较得到差值Δu_ab、Δu_bc；再将比较得到的差值电压即补偿电压经过配比后得到DVR三相桥臂所需的电压控制信号Δu_a、Δu_b、Δu_c，采用的配比方式是令ΔU_a＝ΔU_ab、ΔU_b＝0、ΔU_c＝-ΔU_bc，采用反馈和前馈的复合控制对电压控制信号进行控制以保证补偿的实时性和准确性，包括对负载电压u_labc＝[u_la,u_lb,u_lc]^T的反馈闭环控制，反馈采用PI控制，以及对电网电压u_abc＝[u_a,u_b,u_c]^T的前馈控制，可以有效减小稳态误差和电网电压的扰动影响。最后生成的上端口调制指令信号记为u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T；

利用DVR单相模型对所述的控制方法进行分析，得出的DVR单相等效模型，其中U,U_i,U_cL,U_c,U_DVR,U_L分别是网侧电压、逆变器端口输出电压、滤波电容电压、滤波器电容电阻的的串联电压、DVR注入电网的电压和负载侧电压；R_L是电阻负载；L_f,R_Lf,C_f,R_cf是LC型低通滤波器的参数；L_t,R_t分别是漏感和短路电阻；I_L,I_c,I_f分别是负载电流、滤波电容电流和滤波电感电流；耦合变压器的变比为1:1。由图可得，DVR系统的状态方程为：

其中DVR的复合控制由前馈控制和反馈控制组成，前馈控制采用电网电压的前馈控制；反馈控制策略采用负载电压瞬时反馈控制，采用PI调节器，定义K_PWM式逆变器增益，K_p,τ是PI控制器参数：

U_L＝AU^*+BU；

其中：

a₁＝τL_fL_tC_f

a₂＝τ(R_Lf+R_cf)L_tC_f+τ(R_cf+R_t+R_L)L_fC_f

a₃＝τ(L_t+L_f)+τ(R_t+R_L)(R_Lf+R_cf)C_f+τR_cfC_f(K_PWMK_pR_L+R_Lf)

a₄＝τ(R_t+R_L)+K_PWMR_L(R_cfC_f+τK_p)+τR_Lf

a₅＝K_PWMR_L；

式中：A(s)为从参考电压U^*到负载侧电压U_L的传递函数；B(s)为从网侧电压U到负载侧电压U_L的传递函数；

通过所述的复合控制，根据实际情况选择合适的PI控制器参数，以保证DVR对电压暂降和三相不平衡的补偿效果，最后生成的上端口调制指令信号记为u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T；

步骤二，APF端口工作时，首先利用改进型的FBD谐波检测法，认为负载侧电压是三相平衡电压记为：

假设负载电流中包含有正序分量I_n+，负序分量I_n-，零序分量I_n0，

分别为正负零序电流的相位，则负载电流可记为：

根据FBD法的定义，瞬时有功电导G_p(t)和瞬时无功电导G_q(t)为：

由上述两式得：对于正序分量，其等效电导的谐波次数会降低一次；对于负序分量，其等效电导的谐波次数会升高一次；对于零序分量，其等效电导的谐波次数不变，利用这个特性实现均值法来代替传统FBD检测法中的低通滤波器；

将传统FBD法中的LPF环节用均值法和网络校正代替后，根据FBD方法的传统步骤得到

中的谐波、不平衡与无功成分i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T，将所述的i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T作为APF参考电流记为i_lh ^*＝[i_lha ^*,i_lhb ^*,i_lhc ^*]^T，利用多重准PR控制器作为电流控制，其中i_lapf是APF端口LC滤波器的滤波电感电流；

多重准PR控制器对5、7、11、13次谐波电流进行补偿，准PR控制器传递函数为：

式中：i为基波与待补偿的谐波次数，电力系统非线性负载引起的谐波主要是6n±1次谐波，这里主要对5、7、11、13次谐波进行补偿；k_p为比例系数；k_ri为谐振系数；ω₀为谐振频率；ω_c为谐振部分带宽；

经过多重准PR控制后可以得到APF端口调制信号u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T；

步骤三，利用之前步骤1和2生成的上下两路端口的调制电压信号u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T，u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T，采用规则采样正弦脉冲宽度调制对两个端口同时进行调制，两个端口同一个三角载波，SPWM调制必须满足用于控制上下两路输出的调制信号在载波中不可有交叉重叠，以满足上端输出端口的导通时间必须大于等于下端输出端口这一运行条件开关约束条件，选取合适的直流偏置d_h,d_l加入上下两个端口的调制波形，假设九开关管上下两个端口的调制信号表达式如下：

式中，d_h,d_l为所加的直流偏置，如上文所述九开关管必须满足调制信号u_mh(t)≥u_ml(t)，结合调制信号表达式可得d_h+d_l≥U_ml sin(ωt+θ_l)-U_mh sin(ωt+θ_h)，则可得调制信号参考幅值U_mh,U_ml和直流偏置量d_h,d_l需满足约束条件：

其次，定义三角载波信号幅值为U_M，则参考幅值需满足下式以避免过调制：

U_mh+U_ml≤U_M；

综上利用以上三组约束式结合实际应用情况得出合适的直流偏置，使上端口的调制波形始终位于下端口调制波形的上方，来实现对其两个端口的独立控制，并且保证了对直流侧电压的利用率，同时九开关管的同一桥臂中间开关管的开关信号由该桥臂上下两个开关管的开关信号经异或运算生成，这样能使两个端口实现独立运行时的DVR和APF功能。

作为本发明控制装置的控制方法进一步改进，对于零序分量，其等效电导的谐波次数不变，利用这个特性实现均值法来代替传统FBD检测法中的低通滤波器过程中含有非线性负载电路中的电流谐波次数为6k±1(k＝1，2，3…)，即为5、7、11、13……，对于k＝1的情况，5次谐波是负序谐波分量，在电导公式中会升高一次，变为6次；7次谐波分量是正序分量，在电导公式中会降低一次同样变为6次，以此类推，电导中的谐波分量均为6k(k＝1，2，3…)次，且在一个周期内的积分会使谐波分量消除，故对瞬时有功电导G_p(t)和瞬时无功电导G_q(t)进行积分，经过

周期后得到的非零均值分量就是与基波对应的直流量，达到谐波检测的目的；

考虑到常见的非线性负载的谐波次数对瞬时有功电导G_p(t)的公式整理得：

上式经过平均值积分之后得到：

同理可得：

可知，对电导的积分均值法等效于LPF线性滤波后的线性等效电导，完成了LPF的功能。

作为本发明控制装置的控制方法进一步改进，对电导的均值法带来的检测延迟环节，为此引入超前网络校正对检测延迟进行补偿，引入的超期网络校正为：

对滞后的补偿主要由时间常数τ来补偿，

以消除引入微分而产生的噪音干扰，为保证环节G_c(s)具有超前补偿的作用，τ的选择应满足τ＜＜T₀。

本发明提供一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置及工作方法，有益效果如下：

(1)利用九开关管逆变器的新型拓扑结构能够实现传统背靠背型电能质量复合控制装置的功能，但相比传统结构节省了三个开关管，降低了生产成本、提高了装置安装的灵活度和拓宽了应用领域；(2)对DVR端口的复合控制方法可以有效减小稳态误差和电网电压的扰动影响，可以提高DVR对电能质量问题的治理的实时性和有效性；(3)基于改进型FBD检测法和多重准PR控制的APF端口能够有效补偿非线性负荷带来的谐波电流、不平衡电流与无功电流，提高配电网电能质量，减少有源电力滤波器的投资；(4)本装置同时集成了DVR和APF功能，利用基于最优调制法的SPWM调制法保证两个端口功能的独立有效的实现，具有较高的性价比和应用前景。

附图说明

图1全桥逆变器和九开关管逆变器关系图；

图2九开关管逆变器的主电路结构图；

图3单相DVR等效结构图；

图4基于前馈和反馈复合控制的DVR控制结构图；

图5改进型FBD检测法控制结构图；

图6基于多重准PR控制器的电流控制结构图；

图7九开关管开关调制及开关信号生成示意图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

本发明提供一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置及工作方法，利用九开关管逆变器所提供的两组输出端口，分别构成DVR功能端口和APF功能端口，从而在同一套并网装置内把两种功能结合在一起，减小系统投资成本和提高装置安装的灵活度和拓宽应用领域。

本发明采用九开关逆变器作为主电路，如图1所示该拓扑结构可以看做是两个三相全桥逆变器的叠加，提供了两个独立的输出端口。相比传统十二开关管逆变器，九开关管逆变器在功能不变的情况下节省了3个开关管，具有结构紧凑、成本较低的优点。

图2给出了九开关管逆变器电能质量复合控制装置完整的结构图，定义靠近直流母线正极的开关管分别为S_A、S_B、S_C，靠近直流母线负极的开关管分别为S_U、S_V、S_W，各桥臂的三个开关管除去上述两组开光管后余下的开光管为S_AU、S_BV、S_CW，以上9个开关管组成逆变器主电路；交流侧滤波电感L₁、L₂，滤波电容C₁、C₂分别构成LC型滤波器；直流侧由分布式电源和储能经DC/DC变换器合理控制保持直流电压U_dc稳定即可(该方面的控制方法已较为成熟不再赘述)，直流侧可视为稳定的电压源；九开关管逆变器的上端输出端口通过耦合变压器串联接入电网实现动态电压恢复器(DVR)功能，下端输出端口直接并联接入电网实现有源电力滤波器(APF)功能。

具体步骤如下：

1.DVR端口工作时，首先检测网侧线电压u_ab、u_bc，对线电压瞬时值进行数字锁相运算，得到电网电压相位θ。通过锁相环的相位以及实际应用时日负荷变动造成的电压波动来计算出电网所需的参考电压

检测出的网侧线电压u_ab、u_bc经过数字滤波及锁相后与参考电压比较得到差值Δu_ab、Δu_bc。而供电回路电压的正确锁相是实现DVR电压正确补偿的前提。由于电压需要补偿时,是电压波动发生时刻,波形畸变,稳定性差，加上比较器的暂态特性,极易出现误锁相，采用了一系列技术措施保证锁相的正确性:如将比较器翻转电平抬高到一定的抗干扰水平,通过反馈形成滞环,避免电压在过零点附近处的波动造成的翻转；通过可编程逻辑器件,对比较器产生的波形进行硬件逻辑处理,即取消半周期负向翻转,增加频率判定等功能,减少锁相失败的可能性；最后通过数字信号处理芯片的电平突变捕捉功能,锁存当前计数,完成相位判定。而以上所述的数字锁相环技术都有已经十分成熟且固定的解决方案，此处不再详述。

再将比较得到的差值电压即补偿电压经过配比后得到DVR三相桥臂所需的电压控制信号Δu_a、Δu_b、Δu_c，发明采用的配比方式是令ΔU_a＝ΔU_ab、ΔU_b＝0、ΔU_c＝-ΔU_bc。采用反馈和前馈的复合控制对电压控制信号进行控制以保证补偿的实时性和准确性，包括对负载电压u_labc＝[u _l,au _l,bu ^T _l]_c的反馈闭环控制，反馈采用PI控制，以及对电网电压u_abc＝[u_a,u_b,u_c]^T的前馈控制，可以有效减小稳态误差和电网电压的扰动影响。最后生成的上端口调制指令信号记为u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T。

利用DVR单相模型对所述的控制方法进行分析，图3给出由图2模型得出的DVR单相等效模型。图中，U,U_i,U_cL,U_c,U_DVR,U_L分别是网侧电压、逆变器端口输出电压、滤波电容电压、滤波器电容电阻的的串联电压、DVR注入电网的电压和负载侧电压；R_L是电阻负载；L_f,R_Lf,C_f,R_cf是LC型低通滤波器的参数；L_t,R_t分别是漏感和短路电阻；I_L,I_c,I_f分别是负载电流、滤波电容电流和滤波电感电流；耦合变压器的变比为1:1。由图可得，DVR系统的状态方程为：

本发明中DVR的复合控制由前馈控制和反馈控制组成。前馈控制采用电网电压的前馈控制；反馈控制策略采用负载电压瞬时反馈控制，采用PI调节器。图4给出了系统复合控制框图。图中：K_PWM式逆变器增益，K_p,τ是PI控制器参数。由图可知：

U_L＝AU^*+BU；

其中：

a₁＝τL_fL_tC_f

a₂＝τ(R_Lf+R_cf)L_tC_f+τ(R_cf+R_t+R_L)L_fC_f

a₃＝τ(L_t+L_f)+τ(R_t+R_L)(R_Lf+R_cf)C_f+τR_cfC_f(K_PWMK_pR_L+R_Lf)

a₄＝τ(R_t+R_L)+K_PWMR_L(R_cfC_f+τK_p)+τR_Lf

a₅＝K_PWMR_L；

式中：A(s)为从参考电压U^*到负载侧电压U_L的传递函数；B(s)为从网侧电压U到负载侧电压U_L的传递函数。

通过所述的复合控制，根据实际情况选择合适的PI控制器参数，可以保证DVR对电压暂降和三相不平衡的补偿效果。最后生成的上端口调制指令信号记为

2.APF端口工作时，首先利用改进型的FBD谐波检测法，控制结构图如图5所示。因为本发明在DVR端口时已经对电压的电能质量问题进行过治理，可以认为负载侧电压是三相平衡电压记为：

假设负载电流中包含有正序分量I_n+，负序分量I_n-，零序分量I_n0，

分别为正负零序电流的相位，则负载电流可记为：

根据FBD法的定义，瞬时有功电导G_p(t)和瞬时无功电导G_q(t)为：

由上述两式得：对于正序分量，其等效电导的谐波次数会降低一次；对于负序分量，其等效电导的谐波次数会升高一次；对于零序分量，其等效电导的谐波次数不变。利用这个特性实现均值法来代替传统FBD检测法中的低通滤波器。下面详细分析：一般含有非线性负载电路中的电流谐波次数为6k±1(k＝1，2，3…)，即为5、7、11、13……。对于k＝1的情况，5次谐波是负序谐波分量，在电导公式中会升高一次，变为6次；7次谐波分量是正序分量，在电导公式中会降低一次同样变为6次。以此类推，电导中的谐波分量均为6k(k＝1，2，3…)次，且在一个周期内的积分会使谐波分量消除。故对瞬时有功电导G_p(t)和瞬时无功电导G_q(t)进行积分，经过

周期后得到的非零均值分量就是与基波对应的直流量，达到谐波检测的目的。

考虑到常见的非线性负载的谐波次数对瞬时有功电导G_p(t)的公式整理得：

上式经过平均值积分之后得到：

同理可得：

可知，对电导的积分均值法等效于LPF线性滤波后的线性等效电导，完成了LPF的功能。

但是对电导的均值法可以带来了检测延迟环节，为此引入超前网络校正对检测延迟进行补偿，引入的超期网络校正为：

对滞后的补偿主要由时间常数τ来补偿。

可以消除引入微分而产生的噪音干扰，为保证环节G_c(s)具有超前补偿的作用，τ的选择应满足τ＜＜T₀。

将传统FBD法中的LPF环节用均值法和网络校正代替后，根据FBD方法的传统步骤得到

中的谐波、不平衡与无功成分i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T。将所述的i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T作为APF参考电流记为i_lh ^*＝[i_lha ^*,i_lhb ^*,i_lhc ^*]^T，利用多重准PR控制器作为电流控制，控制结构图如图6所示，图中i_lapf是APF端口LC滤波器的滤波电感电流。

多重准PR控制器可以对5、7、11、13次谐波电流进行补偿。准PR控制器传递函数为：

式中：i为基波与待补偿的谐波次数，电力系统非线性负载引起的谐波主要是6n±1次谐波，这里主要对5、7、11、13次谐波进行补偿；k_p为比例系数；k_ri为谐振系数；ω₀为谐振频率；ω_c为谐振部分带宽。

经过多重准PR控制后可以得到APF端口调制信号u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T。

3.利用之前步骤1和2生成的上下两路端口的调制电压信号u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T，u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T，如图7所示，采用规则采样正弦脉冲宽度调制(SPWM)对两个端口同时进行调制，两个端口同一个三角载波，SPWM调制必须满足用于控制上下两路输出的调制信号在载波中不可有交叉重叠，以满足上端输出端口的导通时间必须大于等于下端输出端口这一运行条件开关约束条件，本发明选取合适的直流偏置d_h,d_l加入上下两个端口的调制波形，假设九开关管上下两个端口的调制信号表达式如下：

式中，d_h,d_l为所加的直流偏置，如上文所述九开关管必须满足调制信号u_mh(t)≥u_ml(t)，结合调制信号表达式可得d_h+d_l≥U_mlsin(ωt+θ_l)-U_mhsin(ωt+θ_h)，则可得调制信号参考幅值U_mh,U_ml和直流偏置量d_h,d_l需满足约束条件：

其次，定义三角载波信号幅值为U_M，则参考幅值需满足下式以避免过调制：

U_mh+U_ml≤U_M；

综上利用以上三组约束式结合实际应用情况得出合适的直流偏置，使上端口的调制波形始终位于下端口调制波形的上方，来实现对其两个端口的独立控制，并且保证了对直流侧电压的利用率，同时九开关管的同一桥臂中间开关管的开关信号由该桥臂上下两个开关管的开关信号经异或运算生成，这样能使两个端口实现独立运行时的DVR和APF功能。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作任何其他形式的限制，而依据本发明的技术实质所作的任何修改或等同变化，仍属于本发明所要求保护的范围。

Claims (3)

1.一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置的控制方法，所述电能质量复合控制装置内有九开关管逆变器，其特征在于：所述的九开关管逆变器有三根并联的桥臂，所述的桥臂包括三个串联的开关管，所述的开关管结构可视为两个全桥逆变器的叠加，记靠近直流母线正极的开关管分别为S_A、S_B、S_C，靠近直流母线负极的开关管分别为S_U、S_V、S_W，各桥臂的三个开关管除去上述两组开关管后余下的开关管为S_AU、S_BV、S_CW，以上9个开关管组成逆变器主电路，所述九开关管逆变器的上端输出端口为动态电压恢复器，所述九开关管逆变器的上端输出端口通过耦合变压器串联接入电网，所述九开关管逆变器的下端输出端口为有源电力滤波器，所述九开关管逆变器的下端输出端口直接并联接入电网，所述的装置应用于三相三线制系统，所述九开关管逆变器的上端输出端口通过线电压方式对网侧电压进行补偿，所述控制装置采用九开关逆变器作为主电路，定义靠近直流母线正极的开关管分别为S_A、S_B、S_C，靠近直流母线负极的开关管分别为S_U、S_V、S_W，各桥臂的三个开关管除去上述两组开关管后余下的开关管为S_AU、S_BV、S_CW，以上9个开关管组成逆变器主电路，开关管逆变器的上端输出端口通过耦合变压器串联接入电网实现动态电压恢复器功能，下端输出端口直接并联接入电网实现有源电力滤波器功能，其特征在于：

具体步骤如下：

步骤一，DVR端口工作时，首先检测网侧线电压u_ab、u_bc，对线电压瞬时值进行数字锁相运算，得到电网电压相位θ，通过锁相环的相位以及实际应用时日负荷变动造成的电压波动来计算出电网所需的参考电压

检测出的网侧线电压u_ab、u_bc经过数字滤波及锁相后与参考电压比较得到差值Δu_ab、Δu_bc；再将比较得到的差值电压即补偿电压经过配比后得到DVR三相桥臂所需的电压控制信号Δu_a、Δu_b、Δu_c，采用的配比方式是令ΔU_a＝ΔU_ab、ΔU_b＝0、ΔU_c＝-ΔU_bc，采用反馈和前馈的复合控制对电压控制信号进行控制以保证补偿的实时性和准确性，包括对负载电压u_labc＝[u_la,u_lb,u_lc]^T的反馈闭环控制，反馈采用PI控制，以及对电网电压u_abc＝[u_a,u_b,u_c]^T的前馈控制，可以有效减小稳态误差和电网电压的扰动影响，最后生成的上端口调制指令信号记为u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T；

利用DVR单相模型对所述的控制方法进行分析，得出的DVR单相等效模型，其中U,U_i,U_cL,U_c,U_DVR,U_L分别是网侧电压、逆变器端口输出电压、滤波电容电压、滤波器电容电阻的串联电压、DVR注入电网的电压和负载侧电压；R_L是电阻负载；L_f,R_Lf,C_f,R_cf是LC型低通滤波器的参数；L_t,R_t分别是漏感和短路电阻；I_L,I_c,I_f分别是负载电流、滤波电容电流和滤波电感电流；耦合变压器的变比为1:1，DVR系统的状态方程为：

其中DVR的复合控制由前馈控制和反馈控制组成，前馈控制采用电网电压的前馈控制；反馈控制策略采用负载电压瞬时反馈控制，采用PI调节器，定义K_PWM式逆变器增益，K_p,τ是PI控制器参数：

U_L＝AU^*+BU；

其中：

a₁＝τL_fL_tC_f

a₂＝τ(R_Lf+R_cf)L_tC_f+τ(R_cf+R_t+R_L)L_fC_f

a₃＝τ(L_t+L_f)+τ(R_t+R_L)(R_Lf+R_cf)C_f+τR_cfC_f(K_PWMK_pR_L+R_Lf)

a₄＝τ(R_t+R_L)+K_PWMR_L(R_cfC_f+τK_p)+τR_Lf

a₅＝K_PWMR_L；

式中：A(s)为从参考电压U^*到负载侧电压U_L的传递函数；B(s)为从网侧电压U到负载侧电压U_L的传递函数；

通过所述的复合控制，根据实际情况选择合适的PI控制器参数，以保证DVR对电压暂降和三相不平衡的补偿效果，最后生成的上端口调制指令信号记为u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T；

步骤二，APF端口工作时，首先利用改进型的FBD谐波检测法，认为负载侧电压是三相平衡电压记为：

假设负载电流中包含有正序分量I_n+，负序分量I_n-，零序分量I_n0，

分别为正负零序电流的相位，则负载电流可记为：

根据FBD法的定义，瞬时有功电导G_p(t)和瞬时无功电导G_q(t)为：

由上述两式得：对于正序分量，其等效电导的谐波次数会降低一次；对于负序分量，其等效电导的谐波次数会升高一次；对于零序分量，其等效电导的谐波次数不变，利用这个特性实现均值法来代替传统FBD检测法中的低通滤波器；

将传统FBD法中的LPF环节用均值法和网络校正代替后，根据FBD方法的传统步骤得到i_l＝[i_la,i_lb,i_lc]^T中的谐波、不平衡与无功成分i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T，将所述的i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T作为APF参考电流记为i_lh ^*＝[i_lha ^*,i_lhb ^*,i_lhc ^*]^T，利用多重准PR控制器作为电流控制，其中i_lapf是APF端口LC滤波器的滤波电感电流；

多重准PR控制器对5、7、11、13次谐波电流进行补偿，准PR控制器传递函数为：

式中：i为基波与待补偿的谐波次数，电力系统非线性负载引起的谐波主要是6n±1次谐波，这里主要对5、7、11、13次谐波进行补偿；k_p为比例系数；k_ri为谐振系数；ω₀为谐振频率；ω_c为谐振部分带宽；

经过多重准PR控制后可以得到APF端口调制信号u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T；

步骤三，利用之前步骤1和2生成的上下两路端口的调制电压信号u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T，u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T，采用规则采样正弦脉冲宽度调制对两个端口同时进行调制，两个端口同一个三角载波，SPWM调制必须满足用于控制上下两路输出的调制信号在载波中不可有交叉重叠，以满足上端输出端口的导通时间必须大于等于下端输出端口这一运行条件开关约束条件，选取合适的直流偏置d_h,d_l加入上下两个端口的调制波形，假设九开关管上下两个端口的调制信号表达式如下：

式中，d_h,d_l为所加的直流偏置，如上文所述九开关管必须满足调制信号u_mh(t)≥u_ml(t)，结合调制信号表达式可得d_h+d_l≥U_mlsin(ωt+θ_l)-U_mhsin(ωt+θ_h)，则可得调制信号参考幅值U_mh,U_ml和直流偏置量d_h,d_l需满足约束条件：

其次，定义三角载波信号幅值为U_M，则参考幅值需满足下式以避免过调制：

U_mh+U_ml≤U_M；

综上利用以上三组约束式结合实际应用情况得出合适的直流偏置，使上端口的调制波形始终位于下端口调制波形的上方，来实现对其两个端口的独立控制，并且保证了对直流侧电压的利用率，同时九开关管的同一桥臂中间开关管的开关信号由该桥臂上下两个开关管的开关信号经异或运算生成，这样能使两个端口实现独立运行时的DVR和APF功能。

2.根据权利要求1所述的一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置的控制方法，其特征在于：对于零序分量，其等效电导的谐波次数不变，利用这个特性实现均值法来代替传统FBD检测法中的低通滤波器过程中含有非线性负载电路中的电流谐波次数为6k±1，k＝1，2，3…，即为5、7、11、13……，对于k＝1的情况，5次谐波是负序谐波分量，在电导公式中会升高一次，变为6次；7次谐波分量是正序分量，在电导公式中会降低一次同样变为6次，以此类推，电导中的谐波分量均为6k，k＝1，2，3…次，且在一个周期内的积分会使谐波分量消除，故对瞬时有功电导G_p(t)和瞬时无功电导G_q(t)进行积分，经过

周期后得到的非零均值分量就是与基波对应的直流量，达到谐波检测的目的；

考虑到常见的非线性负载的谐波次数对瞬时有功电导G_p(t)的公式整理得：

上式经过平均值积分之后得到：

同理可得：

可知，对电导的积分均值法等效于LPF线性滤波后的线性等效电导，完成了LPF的功能。

3.根据权利要求1所述的一种基于九开关管逆变器的电能质量复合控制装置的控制方法，其特征在于：对电导的均值法带来的检测延迟环节，为此引入超前网络校正对检测延迟进行补偿，引入的超期网络校正为：

对滞后的补偿由时间常数τ来补偿，

以消除引入微分而产生的噪音干扰，为保证环节G_c(s)具有超前补偿的作用，τ的选择应满足τ＜＜T₀。

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