CN105006825B - 一种高电能质量输出的电力电子变压器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种高电能质量输出的电力电子变压器及其控制方法，所述的电力电子变压器拓扑结构包括输入级、中间隔离级和输出级，输出级为三相四桥臂结构的逆变器，前三相桥臂采用基于PIR控制器的输出电压外环和基于PI控制器的电感电流内环的双闭环控制策略，第四桥臂采用基于比例谐振的中线电流独立控制方法；本发明利用频域理论中频率特性曲线和根轨迹等相关方法对双闭环PIR‑PI控制器参数进行分频段整定，有效地提高稳定性的同时兼顾系统的稳态误差和鲁棒性要求。

Description

一种高电能质量输出的电力电子变压器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力设备技术领域，尤其涉及电力电子变压器。

背景技术

电力电子变压器(Power Electronic Transformer,PET)又被称为固态变压器，是实现电压变换、电气隔离、无功补偿和可再生能源并网接入等多种功能的智能化电力电子设备，同时兼有交直流混合接口和继电保护的功能，应用前景十分广阔。低压配电网系统一般为三相四线制结构，其负载多为不平衡非线性混合负载，这些负载除了会产生基波正序电流外，还会向系统中注入负序、零序和谐波电流。而电力电子变压器可以通过合适控制对配网电压形成支撑作用，抑制负序、零序和谐波电流对配电网的影响，同时还可以省去传统配网中的谐波无功补偿装置。针对不平衡非线性负载的控制，现有的主流方法是在dq正序旋转坐标系下转化为直流量进行控制。经过正序坐标变换后，正序谐波分量体现为降次的交流量，负序基波分量体现为升次的交流量。而传统的比例积分控制器对交流量增益有限，并不能很好的实现无稳态误差控制，甚至会降低配电网电力电子变压器的输出电压性能。因此，采用合适的控制策略对于配电网电力电子变压器来说是非常重要的，同时对于所采用控制器的参数进行合理的设计也成为急需解决的问题。

现有的技术方案一：针对不平衡非线性混合负载产生的负序和谐波分量，通过在基波电压电流环的基础上，叠加不平衡负载的负序控制环和非线性负载的谐波补偿控制环。负载输出三相电压在不同角频率的dq旋转坐标系下经过低通滤波器后，可以将基波正序、负序和谐波分量全部转换成直流量，可以实现PI控制器的无静差控制。另外该控制器参数采用先计算内环PI参数后外环PI参数的方法。但该方案具有以下缺点：(1)使用较多的旋转坐标变换和低通滤波器会增加控制的复杂程度和产生延时，影响控制精度。(2)控制器内环和外环相互关联，单独设计内环或者外环参数不能保证系统的性能。现有的技术方案二：针对不平衡负载产生的正序、负序和零序分量，将其转化到αβ0坐标系下仍为交流量。可以利用比例谐振控制器对交流分量增益大的特点，分别在α轴、β轴和0轴上采用比例谐振控制器，实现交流量的无差控制，但该技术方案具有以下缺点：(1)谐波分量在αβ0坐标系下仍为同频次交流量，未考虑非线性负载的影响。(2)αβ0轴只采用比例谐振电压环控制器，缺少电流闭环影响系统的动态响应。

发明内容

本发明的目的在于克服了上述现有存在问题，提供一种电力电子变压器输出级高电能质量控制策略及其参数设计方法，实现了对配电网不平衡和非线性负载的良好控制性能。

本发明提供的技术方案如下：

一种高电能质量输出的电力电子变压器，所述的电力电子变压器拓扑结构包括输入级、中间隔离级和输出级，输出级为三相四桥臂结构的逆变器，所述逆变器包括四桥臂逆变电路和LC滤波电路，所述的四桥臂逆变电路由直流电解电容和八个带反并联二极管的IGBT构成，所述的LC滤波电路由三相LC滤波器和第四桥臂中线电感构成，负载中性点通过中线电感与第四桥臂中点相连；其特征在于：前三相桥臂的控制电路设有电压外环PIR控制器和电流内环的PI控制器，第四桥臂的控制电路设有中线电流的PR控制器。

所述输入级每相采用级联H桥拓扑，每相级联H桥由n个单相PWM整流模块组成，中性点采用星形连接方式。

所述中间隔离级为双主动桥结构。

所述输出级的控制电路包括：

第一采样电路，用于获取低压直流侧母线电压u_dc；并将低压直流侧母线电压u_dc发送给DSP核心处理器；

第二采样电路，用于获取逆变器三相输出电压u_oau_obu_oc，并将三相输出电压u_oau_obu_oc发送给DSP核心处理器；

第三采样电路，用于获取逆变器三相电感电流i_Lai_Lbi_Lc、三相负载电流i_oai_obi_oc和中线电流i_n，并将三相电感电流i_Lai_Lbi_Lc、三相负载电流i_oai_obi_oc和中线电流i_n发送给DSP核心处理器；

DSP核心处理器，用于对所采集的输入信号进行控制算法计算，通过事件管理器中比较单元输出PWM驱动脉冲给IGBT驱动单元，同时对电气采样值进行程序保护；

IGBT驱动电路，用于接收DSP处理器发出的PWM脉冲并进行信号放大来驱动IGBT；

硬件保护电路，用于对相关电压电流值进行硬件电路保护，同时结合软件保护和IGBT保护进行故障信号汇总，通过触发光耦从而控制主电路二次保护。

所述输出级的控制方法步骤包括如下：

(1)获取三相负载输出电压u_oau_obu_oc、电感电流i_Lai_Lbi_Lc、负载电流i_oai_obi_oc及中线电流i_n；

(2)将步骤(1)中的物理量分别通过基波正序dq旋转坐标变换得到其d轴和q轴分量，即输出电压u_odu_oq、电感电流i_Ldi_Lq和负载电流i_odi_oq；

(3)逆变器的前三相桥臂采用输出电压外环和电感电流内环的双闭环控制,以d轴为例，将步骤(2)中输出电压u_od与给定值作差，通过外环PIR控制器得到其内环电流给定值；接着将其与步骤(2)中电感电流i_Ld作差，通过内环PI控制器得到其d轴电压调制信号；其中，外环采用基于2、6倍谐振频率的比例积分谐振控制器，其传递函数为：

式中K_P、K_I、K_Rh分别为比例系数、积分系数和谐振系数，ω_c为截止频率，ω_h为谐振角频率，s为微分算子；

(4)逆变器的第四桥臂采用基于零序不平衡电流的闭环控制。将步骤(1)中三相负载电流i_oai_obi_oc进行叠加，取反后得到零序指令电流信号，将其与步骤(1)中线电感电流i_n作差，通过改进PR控制器得到第四桥臂的控制信号；其中改进PR控制器的传递函数为：式中K_P、K_R分别为比例系数和谐振系数，ω_c为截止频率，ω₀为基波角频率；

所述输出级的PIR-PI双闭环控制器采用分频段参数整定方法，参数设计步骤如下：

(1)在给定输入电压信号负载电流扰动信号I_od同时作用下，输出电压U_od的闭环传递函数为：

式中G_v、G_i分别为电压外环和电流内环控制器传递函数，K_pwm为逆变器等效增益，L和C分别为输出滤波器的电感和电容值；H_d(s)为电压闭环传递函数，Z_d(s)为逆变器的等效输出阻抗；

(2)对基于电压电流的双PI闭环控制器参数进行设计,系统的开环传递函数为式中K_1PK_1I、K_2PK_2I分别为电压外环、电流内环的比例和积分系数；

(3)逆变器输出LC滤波器谐振角频率为将内环PI控制器的零点设置在滤波器的谐振角频率处，即有K_2I/K_2P＝ω_res，根据阻尼系数ξ关系可以计算出电流内环PI参数；

(4)接着选择合适的中频带宽度h＝T₁/T₂和开环增益K值，算出电压外环PI参数；

(5)对谐振控制器R的参数进行设计，利用步骤(5)中选定的电压环PI参数作为PIR控制器的比例和积分系数；

(6)利用根轨迹法分析谐振系数K_Rh变化时对应的闭环传递函数极点分布趋势情况，确定谐振系数K_Rh的上限取值范围；

(7)根据系统对稳态误差的要求，确定谐振系数K_Rh的下限取值范围，从步骤(1)中输出电压U_od的闭环传函可知，h次谐波电流处的相对稳态幅值误差为结合步骤(1)中的逆变器的等效输出阻抗Z_d(s)的数学表达式，可以得到式中|G_PIR(jω_h)|和|G_i(jω_h)|分别为电压环PIR和电流环PI控制器在h次谐波处的增益值；

(8)将比例积分谐振控制器在谐振频率ω_h处的相对增益作如下简化|G_PIR(jω_h)|≈K_P+K_Rh，根据步骤(7)可得到K_Rh的下限取值。

相对于现有技术，本发明技术方案带来的有益效果：

(1)控制外环采用比例积分谐振电压控制器，能有效解决dq旋转坐标系下PI控制器针对交流量增益有限的问题，减小稳态误差；控制内环采用比例积分控制器，有效地提高了系统的动态性能；

(2)第四桥臂独立采用改进比例谐振控制器，能对基频不平衡电流进行有效控制；

(3)控制器参数利用频域理论进行分频段整定，计算结果简单可靠，且无需反复试凑，有利于实际仿真与调试工作，同时对研究控制系统稳定性具有一定的指导意义。

附图说明

图1是本发明的优选实施例的逆变器的结构图；

图2是本发明的优选实施例的逆变器的控制流程图；

图3是本发明的优选实施例的逆变器的控制策略；

图4是本发明的优选实施例的逆变器控制系统的d轴控制框图；

图5是本发明的优选实施例的对数频率特性曲线；

图6是本发明的优选实施例的时域阶跃响应曲线；

图7是本发明的优选实施例的K_Rh增大时的极点分布趋势；

图8是本发明的优选实施例的系统Bode图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明做进一步说明：

本发明所采取的技术方案如下：本发明采用的配电网三相电力电子变压器主电路结构包括输入级、中间隔离级和输出级三个部分，所述输入级为每相采用级联H桥多电平结构，连接方式为星形连接；所述中间隔离级采用双主动桥结构，实现能量的双向流动；所述输出级采用三相四桥臂逆变器拓扑结构，可以灵活控制不平衡电流。前三相桥臂采用基于输出电压外环和电感电流内环的双闭环控制方法，第四桥臂采用基于中线电感电流的独立控制方法。

本发明以不平衡负载和常用的开关电源、变频器等三相整流型非线性负载为例，主要考虑其中主要的5次负序、7次正序谐波分量，对于含有其它次谐波的非线性负载也可以作类似处理。将输出电压中的基波正序、负序和5、7次谐波分量通过基波正序dq变换得到的分别是直流分量、2倍基频和6倍基频分量。本发明前三相桥臂采用基于比例积分谐振的输出电压外环和基于比例积分的电感电流内环控制，第四桥臂采用基于比例谐振的中线电流独立控制方法。同时利用频域理论中频率特性曲线和根轨迹等相关方法对控制器参数进行分频段整定，满足稳定性的同时兼顾系统的稳态误差和鲁棒性要求。

其具体实施过程为：

(1)在每个采样周期的起始点，DSP(数字信号处理器)控制器通过A/D采样电路分别对逆变器三相负载输出电压u_oau_obu_oc、电感电流i_Lai_Lbi_Lc、负载电流i_oai_obi_oc及中线电流i_n进行采样，并将采样数据送给控制器进行处理。

(2)逆变器采取第四桥臂独立控制方式。前三相桥臂选取输出电压外环电感电流内环的双闭环控制策略，其中电压外环采用基于2、6倍谐振频率的比例积分谐振控制器，第四桥臂采用基于基波频率的改进PR控制器。

PIR控制器传递函数为：

式中，K_P、K_I、K_Rh分别为比例系数、积分系数和谐振系数，ω_c为截止频率(兼顾谐振点处的增益和带宽)，ω_h为谐振角频率；

PR控制器传递函数为：

式中，K_P、K_R分别为比例系数和谐振系数，ω_c为截止频率，ω₀为基波角频率。

(3)由于d、q轴具有对偶性，可以得到d轴系统控制框图如图4所示。其中 和分别为控制系统输出电压参考值、电感电流参考值和调制信号参考值的d轴分量；U_d、I_Ld、U_od和I_od分别为逆变器交流侧相电压、电感电流，负载输出电压和输出电流的d轴分量；G_v、G_i分别为电压外环和电流内环控制器传递函数；K_pwm为逆变器等效增益。

(4)可以得到在给定输入电压信号负载电流扰动信号I_od同时作用下，输出电压U_od的闭环传递函数为

(5)本发明以具体实例来说明该方法的有效性，各具体参数如下：低压直流运行电压U_dc＝800V，VSI输出相电压U_o＝220V，开关频率为8kHz，滤波电感L＝2mH，滤波电容C＝50uF，中线电感L_n＝1mH，阻尼系数ξ＝0.707，中频带宽度h＝10，逆变器等效增益K_pwm＝0.8。

(6)控制器采用分频段参数整定方法。

(7)首先，对基于直流PI的电压电流双闭环控制器参数进行设计。忽略负载电流扰动的影响，系统的开环传递函数为

其中，可以看出该系统是一个II型系统，其中包含两个一阶微分环节和一个二阶振荡环节。令上式开环传递函数为其中，

(8)逆变器输出LC滤波器谐振角频率为将内环PI控制器的零点设置在滤波器的谐振角频率处，即有K_2I/K_2P＝ω_res，根据阻尼系数ξ关系可以计算出内环PI参数。

(9)接着选择合适的中频带宽度h＝T₁/T₂和开环增益K值，即可算出外环PI参数。

(10)利用Matlab软件中的系统设计工具SISO Design Tool，选取补偿环节C(s)＝K＝1.15×10⁵时，可以得到外环参数K_1P＝0.0248，K_1I＝7.8545和内环参数K_2P＝21.6，K_2I＝68300。

(11)根据系统的稳态性能和动态性能指标对上述电压电流双闭环PI参数进行验证。作出系统的对数频率特性曲线如图5所示，以及时域阶跃响应曲线如图6所示，系统相位裕度为P_M＝51.9°，超调量小于20％，调节时间为0.2s，说明该PI参数的有效性。

(12)其次，对谐振控制器R的参数进行设计，为了保持系统的稳定性，可以利用上文选定的电压环PI参数作为PIR控制器的比例和积分系数。

(13)根据系统对稳定性的要求，利用根轨迹法来确定谐振系数K_Rh的上限取值范围。图7给出了K_Rh变化时对应的闭环传递函数极点分布趋势情况。可以看出，随着K_Rh的增大，有一对共轭极点逐渐进入了S域右半平面，使得系统出现不稳定。所以，电压环谐振系数K_Rh临界稳定上限值时为16.7。

(14)根据系统对稳态误差的要求，来确定谐振系数K_Rh的下限取值范围。根据输出电压U_od与给定电压信号电流扰动信号I_od的关系，得知输出电压中谐波分量仅由负载电流谐波产生，设h次谐波电流处的相对稳态幅值误差为ε_ih(h＝2,6)。则有

(15)结合逆变器等效输出阻抗Z_d(s)的数学表达式，可以得到

式中|G_PIR(jω_h)|和|G_i(jω_h)|分别为电压环PIR和电流环PI控制器在h次谐波处的增益值；

(16)将比例积分谐振控制器作如下简化，谐振频率ω_h处的相对增益可表示为|G_PIR(jω_h)|≈K_P+K_Rh

(17)由于负载电流谐波小于直流分量，可假设负载谐波输出电压相对稳态误差要求ε_ih＝5％(h＝2,6)。可以计算得到K_R2≥0.22，K_R6≥2.1。所以，电压环谐振参数K_Rh应满足此下限值，才能确保系统谐波电压分量的稳态误差在所设要求以内。

(18)结合系统的稳定性和稳态误差要求，文中取谐振系数K_R2＝K_R6＝2.5。

(19)综上整个控制器的参数已经得出，其中电压外环PIR控制器传递函数为

电压内环PI控制器传递函数为

(20)根据上述控制器参数，画出系统的Bode图如图8所示。系统相位裕度为40dB，确保了系统的稳定性，验证了参数设计的合理性。

本发明不局限于以上所述的具体实施方式，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种高电能质量输出的电力电子变压器的控制方法，所述的电力电子变压器拓扑结构包括输入级、中间隔离级和输出级，输出级为三相四桥臂结构的逆变器，所述逆变器包括四桥臂逆变电路和LC滤波电路，所述的四桥臂逆变电路由直流电解电容和八个带反并联二极管的IGBT构成，所述的LC滤波电路由三相LC滤波器和第四桥臂中线电感构成，负载中性点通过中线电感与第四桥臂中点相连；前三相桥臂的控制电路设有电压外环PIR控制器和电流内环的PI控制器，第四桥臂的控制电路设有中线电流的PR控制器；

其特征在于：所述电力电子变压器的控制方法步骤包括如下：

(1)获取三相负载输出电压u_oau_obu_oc、电感电流i_Lai_Lbi_Lc、负载电流i_oai_obi_oc及中线电流i_n；

(2)将步骤(1)中的物理量分别通过基波正序dq旋转坐标变换得到其d轴和q轴分量，即输出电压u_odu_oq、电感电流i_Ldi_Lq和负载电流i_odi_oq；

(3)逆变器的前三相桥臂采用输出电压外环和电感电流内环的双闭环控制,以d轴为例，将步骤(2)中输出电压u_od与给定值作差，通过外环PIR控制器得到其内环电流给定值；接着将其与步骤(2)中电感电流i_Ld作差，通过内环PI控制器得到其d轴电压调制信号；其中，外环采用基于2、6倍谐振频率的比例积分谐振控制器，其传递函数为：

式中K_P、K_I、K_Rh(h＝2、6)分别为比例系数、积分系数和谐振系数，ω_c为截止频率，ω_h为谐振角频率，s为微分算子；

(4)逆变器的第四桥臂采用基于零序不平衡电流的闭环控制，将步骤(1)中三相负载电流i_oai_obi_oc进行叠加，取反后得到零序指令电流信号，将其与步骤(1)中线电感电流i_n作差，通过改进PR控制器得到第四桥臂的控制信号，其中改进PR控制器的传递函数为：

式中K_P、K_R分别为比例系数和谐振系数，ω_c为截止频率，ω₀为基波角频率。

2.根据权利要求1所述的一种高电能质量输出的电力电子变压器的控制方法，其特征在于：输入级每相采用级联H桥拓扑，每相级联H桥由n个单相PWM整流模块组成，中性点采用星形连接方式；所述中间隔离级为双主动桥结构。

3.根据权利要求1所述的一种高电能质量输出的电力电子变压器的控制方法，其特征在于：所述输出级的控制电路包括：

第一采样电路，用于获取低压直流侧母线电压u_dc；并将低压直流侧母线电压u_dc发送给DSP核心处理器；

第二采样电路，用于获取逆变器三相输出电压u_oau_obu_oc，并将三相输出电压u_oau_obu_oc发送给DSP核心处理器；

第三采样电路，用于获取逆变器三相电感电流i_Lai_Lbi_Lc、三相负载电流i_oai_obi_oc和中线电流i_n，并将三相电感电流i_Lai_Lbi_Lc、三相负载电流i_oai_obi_oc和中线电流i_n发送给DSP核心处理器；

DSP核心处理器，用于对所采集的输入信号进行控制算法计算，通过事件管理器中比较单元输出PWM驱动脉冲给IGBT驱动单元，同时对电气采样值进行程序保护；

IGBT驱动电路，用于接收DSP处理器发出的PWM脉冲并进行信号放大来驱动IGBT；

硬件保护电路，用于对相关电压电流值进行硬件电路保护，同时结合软件保护和IGBT保护进行故障信号汇总，通过触发光耦从而控制主电路二次保护。

4.根据权利要求1所述的高电能质量输出的电力电子变压器的控制方法，其特征在于：所述输出级的PIR-PI双闭环控制器采用分频段参数整定方法，参数设计步骤如下：

步骤(1)：在给定输入电压信号负载电流扰动信号I_od同时作用下，输出电压U_od的闭环传递函数为：

$U_{od}\left(s\right)=\frac{G_v\left(s\right)G_i\left(s\right)K_{pwm}*U_{od}^{*}\left(s\right)-Ls*I_{od}\left(s\right)}{{\mathrm{LCs}}^2+G_i\left(s\right)K_{pwm}Cs+G_v\left(s\right)G_i\left(s\right)K_{pwm}+1}=H_d\left(s\right)U_{od}^{*}\left(s\right)-Z_d\left(s\right)I_{od}\left(s\right)$

式中G_v、G_i分别为电压外环和电流内环控制器传递函数，K_pwm为逆变器等效增益，L和C分别为输出滤波器的电感和电容值；H_d(s)为电压闭环传递函数，Z_d(s)为逆变器的等效输出阻抗；

步骤(2)：对基于电压电流的双PI闭环控制器参数进行设计,系统的开环传递函数为式中 K_1PK_1I、K_2PK_2I分别为电压外环、电流内环的比例和积分系数；

步骤(3)：逆变器输出LC滤波器谐振角频率为将内环PI控制器的零点设置在滤波器的谐振角频率处，即有K_2I/K_2P＝ω_res，根据阻尼系数ξ关系计算出电流内环PI参数；

步骤(4)：接着选择合适的中频带宽度h＝T₁/T₂和开环增益K值，算出电压外环PI参数；

步骤(5)：对谐振控制器R的参数进行设计，利用步骤(4)中选定的电压外环PI参数作为PIR控制器的比例和积分系数；

步骤(6)：利用根轨迹法分析谐振系数K_Rh变化时对应的闭环传递函数极点分布趋势情况，确定谐振系数K_Rh的上限取值；

步骤(7)：根据系统对稳态误差的要求，确定谐振系数K_Rh的下限取值，从步骤(1)中输出电压U_od的闭环传函可知，h次谐波电流处的相对稳态幅值误差为结合步骤(1)中的逆变器的等效输出阻抗Z_d(s)的数学表达式，可以得到式中|G_PIR(jω_h)|和|G_i(jω_h)|分别为电压环PIR和电流环PI控制器在h次谐波处的增益值；

步骤(8)：将比例积分谐振控制器在谐振频率ω_h处的相对增益作如下简化|G_PIR(jω_h)|≈K_P+K_Rh，根据步骤(7)可得到K_Rh的下限取值。