CN107093954A - 带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略 - Google Patents

带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略 Download PDF

Info

Publication number
CN107093954A
CN107093954A CN201710382558.4A CN201710382558A CN107093954A CN 107093954 A CN107093954 A CN 107093954A CN 201710382558 A CN201710382558 A CN 201710382558A CN 107093954 A CN107093954 A CN 107093954A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mrow
mtd
msub
mfrac
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710382558.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107093954B (zh
Inventor
韩杨
钟懿
刘丛
李红
蒋艾町
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Electronic Science and Technology of China
Original Assignee
University of Electronic Science and Technology of China
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Electronic Science and Technology of China filed Critical University of Electronic Science and Technology of China
Priority to CN201710382558.4A priority Critical patent/CN107093954B/zh
Publication of CN107093954A publication Critical patent/CN107093954A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107093954B publication Critical patent/CN107093954B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开了一种带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略，系统包括BOOST升压DC‑DC变换器、三相四桥臂逆变器、LC滤波器、采样单元、负载单元和控制芯片；DC直流电源通过BOOST升压DC‑DC变换器后为三相四桥臂逆变器提供直流母线电压；三相四桥臂逆变器逆变后，经过LC滤波器滤波后接入负载单元；采样单元得到的采样信号通过滤波器后输入控制芯片进行处理，控制芯片输出MOSFET驱动信号，MOSFET驱动信号分别经过光耦隔离电路和MOSFET驱动电路后连接BOOST升压DC‑DC变换器和三相四桥臂逆变器。本发明利用基于三维空间矢量脉冲宽度调制技术的序分量分离控制，各次谐波补偿控制可以保证输出电压波形的对称性，解决不对称负载及非线性负载下电压波形的不对称和畸变问题。

Description

带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略
技术领域
本发明属于电力电子变换器领域，涉及一种用途广泛的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统，特别涉及一种带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略。
背景技术
化石能源的过度使用，带来了一系列的能源问题：环境污染、能源短缺，新型的、清洁的能源的利用得到越来越多的关注，其中太阳能的利用最为广泛。目前，太阳能光伏板能提供的直流电压较低，且电压值随输出功率变化，很不稳定，因此需要采取措施以满足逆变器所需稳定的、电压值较高的直流母线电压。
由于三相电压的平衡状况对于衡量电能质量来说是个很重要的指标，而实际用户侧的负载一般具有随机性和不平衡性。在离网型风力发电或光伏发电孤岛运行时，三相电压很容易出现不平衡的情况，国标GB-T 15543-2008中指出电网正常运行时，负序电压不平衡度不超过2％，短时不得超过4％。不平衡问题的解决方法通常集中在两方面，主要是拓扑结构和控制策略，只有两者相互合理配合，才能发挥出自身最大的优势，使系统稳态运行。
传统的三相三线逆变结构，不具有带不平衡负载能力，而三相四线制逆变器本身具有带不平衡负载的能力，通常三相四线逆变器拓扑结构有分裂电容式三相逆变器、组合式三相逆变器、带Δ/Y变压器的三相逆变器以及四桥臂三相逆变器。其中四桥臂三相逆变器的拓扑结构与其他类型电路拓扑结构相比，具有结构简单、体积小、重量轻、成本低等优点，具有广泛的应用前景。随着电力电子技术的发展，开关电源的谐波源得到广泛应用，电网谐波畸变成为一个衡量电能质量的重要指标，国标GB-T 14549-1993中指出，在电网标称电压为380V的电网中电压总谐波畸变率小于5％，奇次谐波含有率小于4％，偶次谐波含有率小于2％。谐波使电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了用电设备的效率，还会引起电网中局部并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，使谐波的危害大大增加，甚至引起严重事故。授权公告号为CN204633634U的中国专利在三相电压反馈控制的基础上，引入三相不平衡电流，通过电流正反馈增大不平衡差量，能精确控制三相输出电压的平衡度，但该方法仅仅适用于线性不对称负载，在非线性负载的三相系统并不适用。授权公告号为CN103812375B的中国专利通过基波比例谐振、重复控制、纯比例控制三种控制策略实现对A、B、C三相电压及中性点电压的独立控制，改善了不对称负载下输出电压的平衡度，但该方法控制步骤较为繁琐，实际操作较难，现有的控制器中计算时间较长，一个控制周期内难以实现非线性负载下对谐波的抑制。
综上所述，现有的针对三相系统负载的研究大部分是线性不对称负载的情况，针对非线性负载的研究较少且控制策略复杂，实现难度大，针对两级式带BOOST升压的三相四桥臂逆变系统尚无报道，因此有必要研究在直流电压较低、不稳定情况下保证逆变级直流母线电压稳定、电压值较高的需求，并且在线性不对称、非线性负载下保证三相输出电压平衡和正弦性。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种利用基于三维空间矢量脉冲宽度调制技术的序分量分离控制，各次谐波补偿控制可以保证输出电压波形的对称性，解决不对称负载及非线性负载下电压波形的不对称和畸变问题的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统，包括BOOST升压DC-DC变换器、三相四桥臂逆变器、LC滤波器、采样单元、负载单元和控制芯片；
DC直流电源通过BOOST升压DC-DC变换器后为三相四桥臂逆变器提供直流母线电压；三相四桥臂逆变器对直流母线电压进行逆变后，经过LC滤波器滤波后接入负载单元；
采样单元分别对BOOST升压DC-DC变换器的输出电压和三相四桥臂逆变器的输出电压进行采样，得到的采样信号通过滤波器后输入控制芯片进行处理，控制芯片输出MOSFET 驱动信号，MOSFET驱动信号分别经过光耦隔离电路和MOSFET驱动电路后连接BOOST升压DC-DC变换器和三相四桥臂逆变器。
带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，包括以下步骤：
S1、实时检测BOOST升压DC-DC变换器输出电压信号，并通过硬件巴特沃斯二阶低通滤波器和软件离散化一阶低通滤波器来精确提取出输出电压Vdc；
S2、将步骤S1中输出电压Vdc与设定的输出电压比较得到误差信号，通过控制芯片的单闭环控制构造出BOOST升压DC-DC变换器的MOSFET驱动信号；
S3、实时检测三相四桥臂逆变器侧电流信号、三相输出电压信号和三相输出电流信号，并通过硬件巴特沃斯二阶低通滤波器、软件离散化一阶低通滤波器和软件高通滤波器来精确提取出侧电流iLabc、三相输出电压voabc和三相输出电流ioabc；
S4、根据负载类型进行以下控制策略：
当负载单元为阻性对称负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量三相输出电流ioabc通过Park变换后得到基波正序电流分量先将基波正序电压分量通过比例积分控制器后，与基波正序电流分量相加，再通过比例控制器得到控制参考量，将控制参考量通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET 所需的驱动信号；
当负载单元为阻性不对称负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量基波负序电压分量零序电压分量vo由三相输出电压voabc直接相加提取；将基波正序电压分量基波负序电压分量及零序电压分量vo分别通过比例积分控制器，之后将三个比例积分控制器输出的控制信号相加，再通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号；
当负载单元为非线性负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量基波负序电压分量提取5次谐波正序电压分量11次谐波正序电压分量零序电压分量vo由三相输出电压voabc直接相加提取；将基波正序电压分量基波负序电压分量5次谐波正序电压分量11次谐波正序电压分量和零序电压分量vo分别通过比例积分控制器，之后将五个比例积分控制器输出的控制信号相加，再通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号。
进一步地，所述步骤S1中硬件巴特沃斯型二阶低通滤波器的传递函数G(s)表达式如下：
其中Avf为通带增益，ωn为巴特沃斯型二阶低通滤波器的截止频率，Q为品质因素，s 为拉普拉斯算子；
所述软件离散化一阶低通滤波器的计算方法为：
Yn＝(1-a)Yn-1+aXn (2)
其中Yn为滤波后的当前值，Yn-1为上一值，Xn为当前采样值，a为一个与软件离散化一阶低通滤波器的截止频率fT相关的常数，a值通过下式计算：
其中Ts为软件离散化一阶低通滤波器的采样周期。
进一步地，所述步骤S2包括以下子步骤：
S21、计算电压控制器单闭环控制器的输出值，电压控制器单闭环控制采用比例积分控制器GPI(s)，其表达式为：
电压控制器单闭环控制器的输出值为：
u(k)为电压控制器单闭环控制器当前输出值，其中KP为比例积分控制器的比例系数，KI为比例积分控制器的积分系数，u(k-1)比例积分控制器上一输出值，e(k)为输入比例积分控制器的当前误差值，e(k-1)为输入比例积分控制器的上一误差值；
S22、将电压控制器单闭环控制器输出信号作为MOS管的占空比，经过载波调制后输出MOSFET驱动信号。
进一步地，所述步骤S3具体实现方法为：
所述硬件巴特沃斯型二阶低通滤波器的传递函数G(s)表达式如下：
所述软件离散化一阶低通滤波器的计算方法为：
Yn＝(1-a)Yn-1+aXn
a值通过下式计算：
所述软件高通滤波器具体实现方法为：
Yn'＝a'(X'n-X'n-1+Y'n-1) (6)
其中，Yn'为滤波后的值，Y'n-1滤波前的值，X'n为采样当前值，X'n-1为采样上一值，a' 为给定的一个与截止频率f'T有关的常数，通过下式计算：
T's为软件高通滤波器的采样频率。
进一步地，所述步骤S4具体实现方法为：
基波正序电压分量提取：
基波负序电压分量提取：
零序电压分量通过下式提取：
基波正序电流分量提取：
其中 分别表示输出基波正序电压的d轴、q轴分量； voa、vob、voc分别表示ABC三相输出电压； 分别表示输出基波负序电压的d轴、q轴分量； 分别表示基波正序电流的d轴、q轴分量； ioa、iob、ioc分别表示ABC三相输出电流；
5次谐波正序电压分量提取公式：
11次谐波正序电压分量提取公式：
利用上述各式可提取出所需的分量。
进一步地，所述步骤S4中比例积分控制器分别控制d轴和q轴误差信号，并将控制器输出量通过dq反变换到abc坐标轴产生A、B、C三相参考电压矢量，分别表示为Va_ref、Vb_ref、Vc_ref；
然后通过三维空间矢量调制技术构造四个H桥MOSFET所需的驱动信号，具体实现方法为：三维空间矢量调制技术的开关电压矢量由其所在的空间四面体决定，空间四面体的选择由下式来确定：
RP＝1+k1+2×k2+4×k3+8×k4+16×k5+32×k6 (14)
其中
每个RP值对应一个确定的空间四面体，当确定RP值后即确定对应的空间四面体的具体位置，从而确定三个非零开关矢量，非零开关矢量作用时间表达式如下：
Vref＝Vd1d1+Vd2d2+Vd3d3 (15)
其中Vd1、Vd2、Vd3分别为所确定的三个非零开关矢量，d1、d2、d3分别为其作用时间，零矢量作用时间为d0＝1-d1-d2-d3；由式(15)求出d1、d2、d3、d0，作为四个H桥臂的占空比，然后分别经过载波调制后输出MOSFET驱动信号。
本发明的有益效果是：
1、本发明的BOOST升压变换器的工作在电流连续工作模式(CCM)，能提供较大的输出功率，并且动态响应快，无超调；实现了输入直流电压不稳定、电压值低时为逆变级提供稳定的、电压值较高的直流母线电压的目标，为后级逆变器的稳定工作提供了基础条件；
2、本发明在三相平衡负载时工作情况良好，且动态响应很好，在由空载到额定负载切换时只需不到T/4个周期(4ms)即可恢复正常稳态工作情况；
3、本发明通过将坐标abc/dq变换后，基于MAF的序分量分解方法来准确提取出逆变器输出电压的基波正序和负序分量，根据对称分量法原理提取零序分量，分别通过比例积分控制器来控制各个序分量，保证三相输出电压波形的对称性和正弦性；
4、本发明在非线性负载下测试了输出电压电流波形，通过提取谐波分量后，分别控制各次谐波分量，抑制输出电压总谐波畸变；实验证明本发明所设计的5次和11次谐波补偿器器具有一定的补偿带宽，输出电压在5、11次谐波补偿器控制下，其中主要的5次、7次、11次、13次谐波得到有效的抑制；
5、本发明所采用的三维空间矢量脉冲宽度调制技术(Three-Dimensional SpaceVector Pulse Width Modulation,3D-SVPWM)，相比传统的SPWM调制技术提高了直流母线电压利用率，降低了开关损耗，具有显著的优势。
附图说明
图1为本发明实施例的系统总体结构框架示意图；
图2为本发明实施例的主电路拓扑图及控制示意图；
图3为本发明实施例的三相四桥臂逆变器的控制原理图；
图4为本发明实施例的负载单元示意图；
图5为本发明实施例的BOOST升压变换器的动态响应图；
图6为本发明实施例的三相对称负载下的动态响应图及稳态图；
图7为本发明实施例的三相不对称负载下输出电压电流的实验波形图；
图8为本发明实施例的三相缺一相运行时输出电压电流的实验波形图；
图9为本发明实施例的三相缺两相运行时输出电压电流的实验波形图；
图10为本发明实施例的在缺两相运行时仅有正序控制器与有正序、负序、零序控制器的输出电压的实验波形对比图；
图11为本发明实施例的对称非线性负载下有无谐波控制的输出电压电流实验波形对比图及FFT分析图；
图12为本发明实施例的不对称非线性负载下输出电压电流实验波形图及FFT分析图。
具体实施方式
下面结合附图进一步说明本发明的技术方案。
如图1所示，带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统，包括BOOST升压DC-DC 变换器、三相四桥臂逆变器、LC滤波器、采样单元、负载单元和控制芯片；
DC直流电源通过BOOST升压DC-DC变换器后为三相四桥臂逆变器提供直流母线电压；三相四桥臂逆变器对直流母线电压进行逆变后，经过LC滤波器滤波后接入负载单元；
采样单元分别对BOOST升压DC-DC变换器的输出电压和三相四桥臂逆变器的输出电压进行采样，得到的采样信号通过滤波器后输入控制芯片进行处理，控制芯片输出MOSFET 驱动信号，MOSFET驱动信号分别经过光耦隔离电路和MOSFET驱动电路后连接BOOST升压DC-DC变换器和三相四桥臂逆变器。
负载单元包括三相平衡阻性负载、不对称线性负载和二极管整流非线性负载等负载。 BOOST升压DC-DC变换器将不稳定、电压值低的直流电压转化为三相四桥臂逆变器需要的稳定的、电压值较高的直流母线电压；三相四桥臂逆变器具有良好的带不平衡负载的能力；采样单元将检测到的信号经过具有巴特沃斯(Butterworth)特性的二阶低通滤波器滤波处理后传输至DSP TMS320F28335控制芯片，DSP TMS320F28335控制芯片输出MOSFET 驱动信号，驱动信号经过光耦隔离电路和驱动电路后驱动MOS管，如果出现故障，DSP输出故障保护信号，及时切断电路。
如图2所示为主电路拓扑图及控制示意图。BOOST升压DC-DC变换器的关键元件储能电感需选取较大以保证电感工作在电流连续模式(CCM)，实现较大功率的输出，本实施例的储能电感选择250uH、输出滤波电容为2000uF、二极管选择为肖特基二极管。三相四桥臂逆变器的第四桥臂所用平波电感综合考虑滤波效果和滤波器总体积，需选择该平波电感值为LC滤波电感值的一半。LC滤波部分，前三桥臂电感L选择为3mH、电容为CBB 电容C，容值为4.7uF、第四桥臂电感Ln选为1.5mH；负载单元为阻性负载和非线性负载。控制框图部分分别提取基波正序电压分量基波负序电压分量零序电压分量vo以及5次谐波正序电压分量次谐波正序电压分量控制器分别控制各个分量。
如图3所示为三相四桥臂逆变器的控制原理图，三相输出电压的采样信号voa、vob、voc输入DSP控制芯片，经过低通滤波器(LPF)后(零序电压分量不经过高通滤波，三相电压相加提取出零序分量vo)，再经过高通滤波器(HPF)滤除直流分量，根据ωt、-ωt、-5ωt、 -11ωt分别提取出基波正序电压分量、基波负序电压分量、5次谐波正序电压分量和11次谐波正序电压分量在dq坐标轴上的表示值，经过平均滑动滤波(MAF)滤除交流量后，再通过PI控制器得到控制信号，进而通过dq/abc反变换后分别得到控制信号，最后将所有控制信号相加得到三相电压参考矢量Va_ref、Vb_ref、Vc_ref。基波电压电流双闭环的控制方式为：外环电压闭环控制经过PI控制后与电流量相加再进行比例控制，得到控制参考量，最后通过dq/abc坐标反变换，得到基波正负序双闭环控制的参考矢量。
如图4(a)为负载单元为阻性负载时连接方式：对称负载时三相负载均为22.4欧；不对称负载分为三种负载情况，A相22.4欧、B相15.8欧、C相68.2欧；A相缺相、B相和 C相均为22.4欧；A相22.4欧、B、C相均缺相。图4(b)为非线性负载连接方式，ABC 三相所带电阻均为22.4欧，二极管不可控整流桥端电容C为2000uF，负载电阻R为16.8 欧。
本发明所述的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，包括以下步骤：
S1、实时检测BOOST升压DC-DC变换器输出电压信号，并通过硬件巴特沃斯二阶低通滤波器和软件离散化一阶低通滤波器来精确提取出输出电压Vdc；硬件巴特沃斯型二阶低通滤波器的传递函数G(s)表达式如下：
其中Avf为通带增益，ωn为巴特沃斯型二阶低通滤波器的截止频率，Q为品质因素，s 为拉普拉斯算子；
所述软件离散化一阶低通滤波器的计算方法为：
Yn＝(1-a)Yn-1+aXn (2)
其中Yn为滤波后的当前值，Yn-1为上一值，Xn为当前采样值，a为一个与软件离散化一阶低通滤波器的截止频率fT相关的常数，a值通过下式计算：
其中Ts为软件离散化一阶低通滤波器的采样周期。
S2、将步骤S1中输出电压Vdc与设定的输出电压比较得到误差信号，通过控制芯片的单闭环控制构造出BOOST升压DC-DC变换器的MOSFET驱动信号；具体包括以下子步骤：
S21、计算电压控制器单闭环控制器的输出值，电压控制器单闭环控制采用比例积分控制器GPI(s)，其表达式为：
电压控制器单闭环控制器的输出值为：
u(k)为电压控制器单闭环控制器当前输出值，其中KP为比例积分控制器的比例系数，KI为比例积分控制器的积分系数，u(k-1)比例积分控制器上一输出值，e(k)为输入比例积分控制器的当前误差值，e(k-1)为输入比例积分控制器的上一误差值；
S22、将电压控制器单闭环控制器输出信号作为MOS管的占空比，经过载波调制后输出MOSFET驱动信号。
S3、实时检测三相四桥臂逆变器侧电流信号、三相输出电压信号和三相输出电流信号，并通过巴特沃斯二阶低通滤波器、软件离散化一阶低通滤波器和软件高通滤波器来精确提取出侧电流iLabc、三相输出电压voabc和三相输出电流ioabc；具体实现方法为：
硬件Butterworth二阶低通滤波器及软件离散化一阶低通滤波器实现方法同步骤S1，即硬件Butterworth二阶低通滤波器的传递函数G(s)表达式如下：
所述软件离散化一阶低通滤波器的计算方法为：
Yn＝(1-a)Yn-1+aXn
a值通过下式计算：
所述软件高通滤波器具体实现方法为：
Yn'＝a'(X'n-X'n-1+Y'n-1) (6)
其中，Yn'为滤波后的值，Y'n-1滤波前的值，X'n为采样当前值，X'n-1为采样上一值，a' 为给定的一个与截止频率f'T有关的常数，通过下式计算：
T's为软件高通滤波器的采样频率。
S4、根据负载类型进行以下控制策略：
当负载单元为阻性对称负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量三相输出电流ioabc通过Park变换后得到基波正序电流分量先将基波正序电压分量通过比例积分控制器(ProportionalIntegral，PI) 后，与基波正序电流分量相加，再通过比例控制器得到控制参考量，将控制参考量通过 dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术(Three-Dimensional Space Vector Pulse Width Modulation，3D-SVPWM)构造出四个H桥 MOSFET所需的驱动信号；
当负载单元为阻性不对称负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量基波负序电压分量零序电压分量vo由三相输出电压voabc直接相加提取；将基波正序电压分量基波负序电压分量及零序电压分量vo分别通过比例积分控制器，之后将三个比例积分控制器输出的控制信号相加，再通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号；
当负载单元为非线性负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量基波负序电压分量提取5次谐波正序电压分量11次谐波正序电压分量零序电压分量vo由三相输出电压voabc直接相加提取；将基波正序电压分量基波负序电压分量5次谐波正序电压分量11次谐波正序电压分量和零序电压分量vo分别通过比例积分控制器，之后将五个比例积分控制器输出的控制信号相加，再通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号。
步骤S4中提取各个分量的具体方法为：
基波正序电压分量提取：
基波负序电压分量提取：
零序电压分量通过下式提取：
基波正序电流分量提取：
其中 分别表示输出基波正序电压的d轴、q轴分量； voa、vob、voc分别表示ABC三相输出电压； 分别表示输出基波负序电压的d轴、q轴分量； 分别表示基波正序电流的d轴、q轴分量； ioa、iob、ioc分别表示ABC三相输出电流；
5次谐波正序电压分量提取公式：
11次谐波正序电压分量提取公式：
利用上述各式提取出所需的分量。
利用式(12)、式(13)提取出5次谐波电压分量、11次谐波电压分量；由于希望完全消除5次谐波，因此可以给定5次谐波电压参考值系统稳定后可使5次谐波趋于零。可见给定比较简单，不用考虑初相角问题，容易实现。11次谐波消除原理相同。
所述步骤S4中比例积分控制器分别控制d轴和q轴误差信号，并将控制器输出量通过 dq反变换到abc坐标轴产生A、B、C三相参考电压矢量，分别表示为Va_ref、Vb_ref、Vc_ref；
然后通过三维空间矢量调制技术构造四个H桥MOSFET所需的驱动信号，具体实现方法为：三维空间矢量调制技术的开关电压矢量由其所在的空间四面体决定，空间四面体的选择由下式来确定：
RP＝1+k1+2×k2+4×k3+8×k4+16×k5+32×k6 (14)
其中
每个RP值对应一个确定的空间四面体，当确定RP值后即确定对应的空间四面体的具体位置，从而确定三个非零开关矢量，非零开关矢量作用时间表达式如下：
Vref＝Vd1d1+Vd2d2+Vd3d3 (15)
其中Vd1、Vd2、Vd3分别为所确定的三个非零开关矢量，d1、d2、d3分别为其作用时间，零矢量作用时间为d0＝1-d1-d2-d3；由式(15)求出d1、d2、d3、d0，作为四个H桥臂的占空比，然后分别经过载波调制后输出MOSFET驱动信号。
图5给出了BOOST升压DC-DC变换器的动态响应图。不难看出，BOOST输出电压从零开始上升到稳态电压时其调节时间Ts≈80ms，并且输出电压无超调现象，不会出现因为电压过压而损害系统的情况。
图6(a)给出了三相对称负载下整个系统(BOOST+三相四桥臂逆变)联合调试时的动态响应图，可以看出整个系统的动态响应很快，约3、4个基波正弦周期(80ms左右) 即可达到稳态运行。图6(b)为三相电压在125ms左右从空载切换到额定负载(22.4欧) 运行时的动态效果图，可以看到，大约经过4ms系统即可恢复到稳态运行状态。图6(c) 给出了系统稳态运行时的波形图，其输出电压有效值约为20V，且能稳定运行。
图7(a)给出了三相负载不对称(A相负载22.4欧、B相负载15.8欧、C相负载68.2欧)时的输出电压波形图，不难看出三相输出电压基本平衡，不平衡度<2％，图7(b)给出了三相负载输出电流波形图，图中以A相输出电压波形作为参考。
图8(a)给出了三相缺一相(A相缺相、B相负载22.4欧、C相负载22.4欧)运行时的输出电压波形图，不难看出三相输出电压基本平衡，不平衡度基本满足要求，图8(b) 给出了三相负载电流波形图，图中以A相输出电压作为参考。
图9(a)给出了三相缺两相(A相22.4欧、B相缺相、C相缺相)运行时输出电压波形图，不难看出三相输出电压基本平衡，不平衡度基本满足要求，图9(b)给出了负载电流波形图，以A相输出电压作为参考。
图10给出了仅有B相负载为22.4欧、AC两相缺相时不同控制器情况下，逆变器输出电压波形的对比。图10(a)为仅有正序控制器时输出电压波形图，图10(b)为正序、负序和零序控制器共同控制时的输出波形图，不难看出，相比于图10(b)，图10(a)三相电压输出波形不平衡度较大，图10(b)输出三相电压波形不平衡度小于2％。该实验例有效地证明了本发明不平衡控制策略的有效性。在不对称负载下，根据对称分量法原理可以将不对称量分为正序、负序和零序分量，通过对序分量的分离，分别控制各个序分量，可以实现不对称负载下的三相对称输出。
图11为对称非线性负载时实验得到的波形图(ABC三相接22.4欧阻性负载并且并联三相不可控整流桥负载，整流端所接负载为16.2欧，以此构成三相对称非线性负载)。图11(a)为无谐波控制器时输出电压波形图(上图)及电压FFT分析图(下图)，由于加入了非线性整流桥负载的加入，逆变器被注入了谐波，由FFT分析可看到谐波次数主要为5、 7、11、13次谐波，THD≈11.9％。图11(b)为加入了5、11次谐波控制器后输出电压的波形图(上图)及电压FFT分析图(下图)，可以看到，输出电压中5、7、11、13次谐波得到明显的抑制，THD≈4.2％。该实验例验证了本发明所设计的5、11次谐波控制器具有一定得补偿带宽，所设计的谐波控制器极大程度上的抑制输出电压波形畸变，保证了输出电压波形的正弦性。图11(c)给出了5、11次谐波控制器下的负载电流输出波形图，以A相输出电压作为参考。
图12为不平衡非线性(A相负载22.4欧、B相负载22.4欧、C相负载13欧，并联三相不可控整流桥负载，所接负载为16.2欧，构成三相不对称非线性负载)时实验所得输出电压波形图。图12(a)为输出电压波形图(上图)及FFT分析图(下图)，图12(b)为输出电流波形图(上图)，以A相输出电压为参考，下图为FFT分析图。
根据以上实验结果表明本发明所提出的具有BOOST升压功能的两级式三相四桥臂逆变系统及其控制策略，通过硬件butterworth二阶低通滤波器以及软件低通和高通滤波准确采样输出电压电流波形，利用基于MAF的dq变换精确提取序分量及各次主要谐波，通过比例积分(PI)控制器分别控制序分量和各次谐波，最终保证本发明具有良好的带不平衡负载以及非线性负载的能力。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统，其特征在于，包括BOOST升压DC-DC变换器、三相四桥臂逆变器、LC滤波器、采样单元、负载单元和控制芯片；
DC直流电源通过BOOST升压DC-DC变换器后为三相四桥臂逆变器提供直流母线电压；三相四桥臂逆变器对直流母线电压进行逆变后，经过LC滤波器滤波后接入负载单元；
采样单元分别对BOOST升压DC-DC变换器的输出电压和三相四桥臂逆变器的输出电压进行采样，得到的采样信号通过滤波器后输入控制芯片进行处理，控制芯片输出MOSFET驱动信号，MOSFET驱动信号分别经过光耦隔离电路和MOSFET驱动电路后连接BOOST升压DC-DC变换器和三相四桥臂逆变器。
2.带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，其特征在于，包括以下步骤：
S1、实时检测BOOST升压DC-DC变换器输出电压信号，并通过硬件巴特沃斯二阶低通滤波器和软件离散化一阶低通滤波器来精确提取出输出电压Vdc；
S2、将步骤S1中输出电压Vdc与设定的输出电压比较得到误差信号，通过控制芯片的单闭环控制构造出BOOST升压DC-DC变换器的MOSFET驱动信号；
S3、实时检测三相四桥臂逆变器侧电流信号、三相输出电压信号和三相输出电流信号，并通过硬件巴特沃斯二阶低通滤波器、软件离散化一阶低通滤波器和软件高通滤波器来精确提取出侧电流iLabc、三相输出电压voabc和三相输出电流ioabc；
S4、根据负载类型进行以下控制策略：
当负载单元为阻性对称负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量三相输出电流ioabc通过Park变换后得到基波正序电流分量先将基波正序电压分量通过比例积分控制器后，与基波正序电流分量相加，再通过比例控制器得到控制参考量，将控制参考量通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号；
当负载单元为阻性不对称负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量基波负序电压分量零序电压分量vo由三相输出电压voabc直接相加提取；将基波正序电压分量基波负序电压分量及零序电压分量vo分别通过比例积分控制器，之后将三个比例积分控制器输出的控制信号相加，再通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号；
当负载单元为非线性负载时，将步骤S3中的三相输出电压voabc通过Park变换，得到在dq坐标系下的基波正序电压分量基波负序电压分量提取5次谐波正序电压分量11次谐波正序电压分量零序电压分量vo由三相输出电压voabc直接相加提取；将基波正序电压分量基波负序电压分量5次谐波正序电压分量11次谐波正序电压分量和零序电压分量vo分别通过比例积分控制器，之后将五个比例积分控制器输出的控制信号相加，再通过dq反变换得到A、B、C三相的电压参考矢量，最后通过三维空间矢量脉冲宽度调制技术构造出四个H桥MOSFET所需的驱动信号。
3.根据权利要求2所述的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，其特征在于，所述步骤S1中硬件巴特沃斯型二阶低通滤波器的传递函数G(s)表达式如下：
<mrow> <mi>G</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msub> <mi>A</mi> <mrow> <mi>v</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <msubsup> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> <mn>2</mn> </msubsup> </mrow> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <mfrac> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>Q</mi> </mfrac> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msubsup> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> <mn>2</mn> </msubsup> </mrow> </mfrac> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
其中Avf为通带增益，ωn为巴特沃斯型二阶低通滤波器的截止频率，Q为品质因素，s表示拉普拉斯算子；
所述软件离散化一阶低通滤波器的计算方法为：
Yn＝(1-a)Yn-1+aXn (2)
其中Yn为滤波后的当前值，Yn-1为上一值，Xn为当前采样值，a为一个与软件离散化一阶低通滤波器的截止频率fT相关的常数，a值通过下式计算：
<mrow> <msub> <mi>f</mi> <mi>T</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mrow> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mi>a</mi> </mfrac> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> </mrow> </mfrac> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>3</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
其中Ts为软件离散化一阶低通滤波器的采样周期。
4.根据权利要求2所述的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，其特征在于，所述步骤S2包括以下子步骤：
S21、计算电压控制器单闭环控制器的输出值，电压控制器单闭环控制采用比例积分控制器GPI(s)，其表达式为：
<mrow> <msub> <mi>G</mi> <mrow> <mi>P</mi> <mi>I</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <msub> <mi>K</mi> <mi>P</mi> </msub> <mo>+</mo> <mfrac> <msub> <mi>K</mi> <mi>I</mi> </msub> <mi>s</mi> </mfrac> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>4</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
电压控制器单闭环控制器的输出值为：
<mrow> <mi>u</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mi>u</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> <mo>+</mo> <msub> <mi>K</mi> <mi>P</mi> </msub> <mo>&amp;times;</mo> <mo>&amp;lsqb;</mo> <mi>e</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>-</mo> <mi>e</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mo>+</mo> <mfrac> <msub> <mi>K</mi> <mi>I</mi> </msub> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> </mfrac> <mi>e</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>5</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
u(k)为电压控制器单闭环控制器当前输出值，其中KP为比例积分控制器的比例系数，KI为比例积分控制器的积分系数，u(k-1)比例积分控制器上一输出值，e(k)为输入比例积分控制器的当前误差值，e(k-1)为输入比例积分控制器的上一误差值；
S22、将电压控制器单闭环控制器输出信号作为MOS管的占空比，经过载波调制后输出MOSFET驱动信号。
5.根据权利要求2所述的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，其特征在于，所述步骤S3具体实现方法为：
所述硬件巴特沃斯型二阶低通滤波器的传递函数G(s)表达式如下：
<mrow> <mi>G</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msub> <mi>A</mi> <mrow> <mi>v</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <msubsup> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> <mn>2</mn> </msubsup> </mrow> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <mfrac> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>Q</mi> </mfrac> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msubsup> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> <mn>2</mn> </msubsup> </mrow> </mfrac> </mrow>
所述软件离散化一阶低通滤波器的计算方法为：
Yn＝(1-a)Yn-1+aXn
a值通过下式计算：
<mrow> <msub> <mi>f</mi> <mi>T</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mrow> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mi>a</mi> </mfrac> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> </mrow> </mfrac> </mrow>
所述软件高通滤波器具体实现方法为：
Yn'＝a'(X'n-X'n-1+Y'n-1) (6)
其中，Yn'为滤波后的值，Y'n-1滤波前的值，X'n为采样当前值，X'n-1为采样上一值，a'为给定的一个与截止频率f'T有关的常数，通过下式计算：
<mrow> <msub> <msup> <mi>f</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mi>T</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <mfrac> <mn>1</mn> <msup> <mi>a</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mfrac> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <msup> <mi>&amp;pi;T</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mi>s</mi> </msub> </mrow> </mfrac> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>7</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
T's为软件高通滤波器的采样频率。
6.根据权利要求2所述的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，其特征在于，所述步骤S4具体实现方法为：
基波正序电压分量提取：
<mrow> <msubsup> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>d</mi> <mi>q</mi> </mrow> <mrow> <mn>1</mn> <mo>+</mo> </mrow> </msubsup> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>a</mi> <mi>b</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>8</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
基波负序电压分量提取：
<mrow> <msubsup> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>d</mi> <mi>q</mi> </mrow> <mrow> <mn>1</mn> <mo>-</mo> </mrow> </msubsup> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>a</mi> <mi>b</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>9</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
零序电压分量通过下式提取：
<mrow> <msub> <mi>v</mi> <mn>0</mn> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>a</mi> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>b</mi> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>)</mo> </mrow> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>10</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
基波正序电流分量提取：
<mrow> <msubsup> <mi>i</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>d</mi> <mi>q</mi> </mrow> <mrow> <mn>1</mn> <mo>+</mo> </mrow> </msubsup> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>c</mi> <mi>o</mi> <mi>s</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>c</mi> <mi>o</mi> <mi>s</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>a</mi> <mi>b</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>11</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
其中分别表示输出基波正序电压的d轴、q轴分量；voa、vob、voc分别表示ABC三相输出电压；分别表示输出基波负序电压的d轴、q轴分量；分别表示基波正序电流的d轴、q轴分量；ioa、iob、ioc分别表示ABC三相输出电流；
5次谐波正序电压分量提取公式：
<mrow> <msubsup> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>d</mi> <mi>q</mi> </mrow> <mrow> <mn>5</mn> <mo>+</mo> </mrow> </msubsup> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>5</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>5</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>5</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>5</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>c</mi> <mi>o</mi> <mi>s</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>5</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>c</mi> <mi>o</mi> <mi>s</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>5</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>a</mi> <mi>b</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>12</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
11次谐波正序电压分量提取公式：
<mrow> <msubsup> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>d</mi> <mi>q</mi> </mrow> <mrow> <mn>11</mn> <mo>+</mo> </mrow> </msubsup> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>11</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>11</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>11</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>11</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>11</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> <mtd> <mrow> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mo>-</mo> <mn>11</mn> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mn>2</mn> <mn>3</mn> </mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>v</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>a</mi> <mi>b</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>13</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
利用上述各式提取出所需的分量。
7.根据权利要求2所述的带BOOST升压的两级式三相四桥臂逆变系统控制策略，其特征在于，所述步骤S4中比例积分控制器分别控制d轴和q轴误差信号，并将控制器输出量通过dq反变换到abc坐标轴产生A、B、C三相参考电压矢量，分别表示为Va_ref、Vb_ref、Vc_ref；
然后通过三维空间矢量调制技术构造四个H桥MOSFET所需的驱动信号，具体实现方法为：三维空间矢量调制技术的开关电压矢量由其所在的空间四面体决定，空间四面体的选择由下式来确定：
RP＝1+k1+2×k2+4×k3+8×k4+16×k5+32×k6 (14)
其中
<mrow> <msub> <mi>k</mi> <mn>4</mn> </msub> <mo>=</mo> <mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> <mtd> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>a</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>b</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>&amp;GreaterEqual;</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> <mtd> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>a</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>b</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>&lt;</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>,</mo> <msub> <mi>k</mi> <mn>5</mn> </msub> <mo>=</mo> <mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> <mtd> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>b</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>&amp;GreaterEqual;</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> <mtd> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>b</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>&lt;</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>,</mo> <msub> <mi>k</mi> <mn>6</mn> </msub> <mo>=</mo> <mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> <mtd> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>a</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>&amp;GreaterEqual;</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> <mtd> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>a</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>&lt;</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>;</mo> </mrow>
每个RP值对应一个确定的空间四面体，当确定RP值后即确定对应的空间四面体的具体位置，从而确定三个非零开关矢量，非零开关矢量作用时间表达式如下：
Vref＝Vd1d1+Vd2d2+Vd3d3 (15)
其中Vd1、Vd2、Vd3分别为所确定的三个非零开关矢量，d1、d2、d3分别为其作用时间，零矢量作用时间为d0＝1-d1-d2-d3；由式(15)求出d1、d2、d3、d0，作为四个H桥臂的占空比，然后分别经过载波调制后输出MOSFET驱动信号。
CN201710382558.4A 2017-05-26 2017-05-26 带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略 Expired - Fee Related CN107093954B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710382558.4A CN107093954B (zh) 2017-05-26 2017-05-26 带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710382558.4A CN107093954B (zh) 2017-05-26 2017-05-26 带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107093954A true CN107093954A (zh) 2017-08-25
CN107093954B CN107093954B (zh) 2020-11-06

Family

ID=59639729

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710382558.4A Expired - Fee Related CN107093954B (zh) 2017-05-26 2017-05-26 带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107093954B (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109802379A (zh) * 2019-01-22 2019-05-24 电子科技大学 一种直流微电网系统及其变下垂系数控制方法
CN110829808A (zh) * 2019-11-01 2020-02-21 中车永济电机有限公司 一种电力机车四象限变流器电流低次谐波抑制方法
CN110912161A (zh) * 2019-12-12 2020-03-24 西南交通大学 一种牵引变电所电源进线缺相故障判别方法
CN111245335A (zh) * 2018-11-28 2020-06-05 广东威灵汽车部件有限公司 逆变器的控制装置、方法、开绕组电机的控制系统
CN111277161A (zh) * 2019-12-18 2020-06-12 天津大学 一种三相boost电流源型逆变器基于孤岛的控制方法
CN111521858A (zh) * 2020-06-18 2020-08-11 国网山西省电力公司电力科学研究院 一种旋转坐标系下二倍频交流分量的提取方法
CN115328256A (zh) * 2022-09-13 2022-11-11 国网安徽省电力有限公司六安供电公司 一种三相四线制apf直流母线电压脉动影响抑制方法
TWI805855B (zh) * 2018-10-30 2023-06-21 美商戴爾產品有限公司 電力輔助之資訊處理系統、電力輔助單元及用以調節至資訊處理系統之負載的電力之方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102270934A (zh) * 2011-07-28 2011-12-07 南京航空航天大学 一种单级式三相四桥臂矩阵变换器的控制实现方法
CN103427421A (zh) * 2013-08-30 2013-12-04 电子科技大学 基于谐波电压选择补偿的有源滤波器控制方法
CN104638972A (zh) * 2015-03-06 2015-05-20 天津天海源电气技术有限责任公司 一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法
CN105119319A (zh) * 2015-09-15 2015-12-02 湖北工业大学 一种有源滤波三相四线制光伏并网系统及方法
CN106099990A (zh) * 2016-05-30 2016-11-09 国家电网公司 高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制系统
CN106301053A (zh) * 2016-10-08 2017-01-04 国家电网公司 不平衡、非线性负载条件下的三相四桥臂逆变器控制方法
CN106451536A (zh) * 2016-09-30 2017-02-22 中国电力科学研究院 一种虚拟同步机的一体化系统及其控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102270934A (zh) * 2011-07-28 2011-12-07 南京航空航天大学 一种单级式三相四桥臂矩阵变换器的控制实现方法
CN103427421A (zh) * 2013-08-30 2013-12-04 电子科技大学 基于谐波电压选择补偿的有源滤波器控制方法
CN104638972A (zh) * 2015-03-06 2015-05-20 天津天海源电气技术有限责任公司 一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法
CN105119319A (zh) * 2015-09-15 2015-12-02 湖北工业大学 一种有源滤波三相四线制光伏并网系统及方法
CN106099990A (zh) * 2016-05-30 2016-11-09 国家电网公司 高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制系统
CN106451536A (zh) * 2016-09-30 2017-02-22 中国电力科学研究院 一种虚拟同步机的一体化系统及其控制方法
CN106301053A (zh) * 2016-10-08 2017-01-04 国家电网公司 不平衡、非线性负载条件下的三相四桥臂逆变器控制方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
余璞: "基于虚拟同步发电机的微网逆变器并网技术研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑 C042-26》 *
朱跃杰: "全数字化异步电机矢量控制系统的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑 C042-36》 *
李会: "基于电流互感器的高压电流测量技术研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑 C042-95》 *
霍群海，等: "微源逆变器不平衡非线性混合负载的控制", 《中国电机工程学报》 *

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI805855B (zh) * 2018-10-30 2023-06-21 美商戴爾產品有限公司 電力輔助之資訊處理系統、電力輔助單元及用以調節至資訊處理系統之負載的電力之方法
CN111245335A (zh) * 2018-11-28 2020-06-05 广东威灵汽车部件有限公司 逆变器的控制装置、方法、开绕组电机的控制系统
CN111245335B (zh) * 2018-11-28 2023-06-16 广东威灵汽车部件有限公司 逆变器的控制装置、方法、开绕组电机的控制系统
CN109802379A (zh) * 2019-01-22 2019-05-24 电子科技大学 一种直流微电网系统及其变下垂系数控制方法
CN110829808A (zh) * 2019-11-01 2020-02-21 中车永济电机有限公司 一种电力机车四象限变流器电流低次谐波抑制方法
CN110912161A (zh) * 2019-12-12 2020-03-24 西南交通大学 一种牵引变电所电源进线缺相故障判别方法
CN110912161B (zh) * 2019-12-12 2023-05-12 西南交通大学 一种牵引变电所电源进线缺相故障判别方法
CN111277161A (zh) * 2019-12-18 2020-06-12 天津大学 一种三相boost电流源型逆变器基于孤岛的控制方法
CN111277161B (zh) * 2019-12-18 2023-03-10 天津大学 一种三相boost电流源型逆变器基于孤岛的控制方法
CN111521858A (zh) * 2020-06-18 2020-08-11 国网山西省电力公司电力科学研究院 一种旋转坐标系下二倍频交流分量的提取方法
CN115328256A (zh) * 2022-09-13 2022-11-11 国网安徽省电力有限公司六安供电公司 一种三相四线制apf直流母线电压脉动影响抑制方法
CN115328256B (zh) * 2022-09-13 2023-11-07 国网安徽省电力有限公司六安供电公司 一种三相四线制apf直流母线电压脉动影响抑制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN107093954B (zh) 2020-11-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107093954A (zh) 带boost升压的两级式三相四桥臂逆变系统及控制策略
CN103683288B (zh) 基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法
Ucar et al. Control of a 3-phase 4-leg active power filter under non-ideal mains voltage condition
Zhang et al. A grid simulator with control of single-phase power converters in DQ rotating frame
Aredes et al. A dual topology of unified power quality conditioner: The iUPQC
CN107230983B (zh) 一种基于功率控制的电力弹簧应用系统及其控制方法
CN102195287B (zh) 一种适用于三相四线电网系统的并联型有源电力滤波器
CN105006825B (zh) 一种高电能质量输出的电力电子变压器及其控制方法
CN102570465B (zh) 混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的svpwm方法
CN106532749B (zh) 一种微电网不平衡功率和谐波电压补偿系统及其应用
CN110943469B (zh) 一种单级式储能变流器及其控制方法
CN204886199U (zh) 一种适应不平衡和非线性负载的电力电子变压器
CN103997043A (zh) 一种基于t型三电平的统一电能质量调节器及其调节方法
CN105071403A (zh) 基于双h桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及控制方法
CN101291057B (zh) 采用三单相结构的动态电压补偿器
CN104158220A (zh) 光伏并网逆变器虚拟电抗控制方法
CN202050244U (zh) 一种并联型有源电力滤波器
CN106571643A (zh) 一种光储微电网系统控制方法
CN201061144Y (zh) 采用三单相结构的动态电压补偿器
CN105071390B (zh) 一种h桥三电平有源电力滤波器的控制方法及系统
Antoniewicz et al. Model predictive current control method for four-leg three-level converter operating as shunt active power filter and grid connected inverter
Exposto et al. Simulations of a current-source shunt active power filter with carrier-based PWM and periodic sampling modulation techniques
CN111181188B (zh) 一种改进的背靠背柔性直流输电系统电流双环控制策略
CN206023218U (zh) 基于高频隔离交交直接变换器及偶次谐波调制技术的有源滤波器
CN204858577U (zh) 基于双h桥模块化多电平换流器的无功补偿装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20201106

Termination date: 20210526

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee