CN104638972A - 一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法，采用准比例-谐振调节器跟踪参考电压，首先通过基于二阶通用积分环节的带通滤波器对每相电压的瞬时采样值进行基波分量和谐波分量的提取，然后利用基波电压分量作为所述的准比例-谐振调节器的电压控制环节的反馈量，三相电压控制采用所述的电压控制环节来跟踪参考电压；同时在最终的电压调制信号中加入电压谐波分量补偿控制措施以抑制由非线性负荷所带来的电压谐波含量，该补偿控制的补偿项为每相电压谐波分量乘以一个比例系数；三相电压控制的输出电压调制信号中还加入参考电压前馈以改善系统控制精度与动态性能。本发明可以同时抑制和消除逆变器输出电压负序分量和谐波分量。

Description

一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法

技术领域

本发明属于分布式发电供能及微电网系统变流器控制技术领域，具体涉及一种改进的带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法。

背景技术

当前，开发利用既可提高传统能源利用效率又能充分利用各种可再生能源的分布式发电技术已成为世界各国保障能源安全、加强环境保护、应对气候变化的重要措施。现有研究表明将本地分布式发电供能系统与负荷等组织成微电网形式运行，可以有效提高分布式电源的利用效率，有助于当电网灾变时向重要负荷持续供电，避免间歇式电源直接影响本地用户电能质量。作为分布式电源与微电网接口的电力电子变流器及其控制成为当前的研究热点。

在实际微电网系统中，将含有大量的变频空调、节能灯、个人电脑与手机的开关电源等整流型非线性负载及单相负荷等不平衡负载。这类混合负载对微电网输出电压波形质量影响很大，大量非线性负荷的引入会增大微电网内分布式电源输出电流谐波含量，从而导致输出电压波形畸变；分布式电源带单相等不平衡负荷时，会导致每相输出电压幅值出现较大差异，从而增大微电网内三相电压输出不对称度。因此需要先进的三相逆变器控制技术来保证在各种混合负载下，微电网内逆变型分布式电源仍然能够提供优质稳定的电能，

当三相逆变器带平衡和线性负载运行时，通常在同步旋转坐标系下采用比例积分(proportionalintegral，PI)控制器，即可很好地跟踪输出电压参考值[1]。在不平衡负载情况下，系统中将出现负序电压分量，而采用上述简单PI控制系统无法有效抑制负序电压分量，文献[2]则在正序同步旋转坐标系下引入了比例积分–谐振调节器对负序分量进行抑制，文献[3]提出采用基于正序与负序双同步旋转坐标系的两组PI控制器，其中正序坐标系下PI控制器用于逆变器输出电压正序分量的调节，负序坐标系下PI控制器则进行负序电压分量的补偿。但上述方法需要进行多次坐标变换，采用电压电流双环控制结构时调节器数量多，控制复杂。为此，文献[4]提出一种αβ0坐标系下的四桥臂变流器控制策略，采用准比例谐振调节器控制输出电压，并加入参考电压前馈改善系统控制精度与动态性能。该方法尽管简化了控制系统设计，但是仍然不能消除非线性负载所带来的谐波电压分量。为了降低由于非线性负载给逆变器输出电压所带来的谐波含量，文献[5]在电压控制中增加5、7次谐波补偿控制环，该方法也仅能消除特定频率的电压谐波分量，且控制系统计算量大。

参考文献

[1]Ryan M J，Doncker R W，Lorenz R D.Decoupled control of a four-leg inverter via a new 4×4transformation matrix[J].IEEE Trans.on Power Electronics，2001，16(5)，

[2]顾和荣，王德玉，沈虹，等.三相四桥臂逆变器控制技术研究[J].电力系统保护与控制，2011，39(24)：41-46.

[3]Gannett RA，Sozio J C，Boroyevich D.Application ofynchronous and stationary frame controllersfor nbalanced and non-linear load compensation in 4-leg inverters[C]//IEEE Applied Power ElectronicsConference and Expositions.Dallas，TC，USA：IEEE，2002，1038-1043.

[4]周啸，金新民，唐芬，等.αβ0坐标系下带不平衡负载的三相四桥臂变流器控制策略[J].中国电机工程学报，2014，34(19)：3105-3113.

[5]霍群海，孔力，唐西胜.微源逆变器不平衡非线性混合负载的控制[J].中国电机工程学报，2010，30(15)：10-15.

发明内容

本发明针对微电网内三相逆变器，克服现有技术的上述不足，提供一种有效的逆变器输出电压控制方法，通过对常规三相电压控制算法进行相应改进，达到同时抑制和消除逆变器输出电压负序分量和谐波分量的目的。为此，本发明采用如下技术方案。

一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法，采用准比例-谐振调节器跟踪参考电压，其特征在于，该方法首先通过基于二阶通用积分环节的带通滤波器对每相电压的瞬时采样值进行基波分量和谐波分量的提取，然后利用基波电压分量作为所述的准比例-谐振调节器的电压控制环节的反馈量，三相电压控制采用所述的电压控制环节来跟踪参考电压；同时在最终的电压调制信号中加入电压谐波分量补偿控制措施以抑制由非线性负荷所带来的电压谐波含量，该补偿控制的补偿项为每相电压谐波分量乘以一个比例系数；三相电压控制的输出电压调制信号中还加入参考电压前馈以改善系统控制精度与动态性能。

其中，采用基于二阶通用积分环节的带通滤波器获取逆变器三相输出电压的基波分量u_af、u_bf和u_cf和谐波分量u_ah、u_bh和u_ch，其传递函数为：

$\begin{array}{cc}\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{af}}=u_a*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_0+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\\ u_{\mathrm{bf}}=u_b*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\\ u_{\mathrm{cf}}=u_c*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\end{array}\right.& \left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ah}}=u_a-u_{\mathrm{af}}\\ u_{\mathrm{bh}}=u_b-u_{\mathrm{bf}}\\ u_{\mathrm{ch}}=u_c-u_{\mathrm{cf}}\end{array}\right.\end{array}$

式中，u_a、u_b和u_c为三相电压的瞬时采样值，为获取逆变器输出电压基波分量的带通滤波器，k为其比例增益。

三相电压控制输出的三相电压调制信号u_apwm、u_bpwm和u_cpwm的传递函数如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{apwm}}=u_{\mathrm{aref}}+(u_{\mathrm{aref}}-u_{\mathrm{af}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{ah}}{k}_{\mathrm{ph}}\\ u_{\mathrm{bpwm}}=u_{\mathrm{bref}}+(u_{\mathrm{bref}}-u_{\mathrm{bf}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{bh}}{k}_{\mathrm{ph}}\\ u_{\mathrm{cpwm}}=u_{\mathrm{cref}}+(u_{\mathrm{cref}}-u_{\mathrm{cf}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{ch}}{k}_{\mathrm{ph}}\end{array}\right.$

式中，为电压环准比例-谐振调节器，k_p、k_i分别为其比例和谐振增益系数；ω_c为截至频率；ω₀为谐振角频率，该谐振角频率通常设置为逆变器输出电压额定频率；k_ph为谐波电压补偿控制中的比例增益。

本发明可以有效提高微电网内三相逆变器输出电压电能质量，为微电网内负荷提供优质电能。

附图说明

图1(a)三相三桥臂逆变器主电路结构图；

图1(b)三相四桥臂逆变器主电路结构图；

图2一种改进的带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制算法；

图3基于改进的带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制算法的仿真波形：(a)逆变器输出线电压波形，(b)逆变器输出三相电流波形，(c)逆变器输出电压谐波含量THD；

具体实施方式

下面根据说明书附图，对本发明的技术方案进一步详细表述。

本发明内容能够通用于三相三桥臂逆变器和三相四桥臂逆变器的三相输出电压控制中。其中三相三桥臂逆变器和三相四桥臂逆变器主回路结构分别如图1(a)和图1(b)所示，三相DC/AC逆变器均采用LCL滤波器，三桥臂逆变器通常采用三相正弦波调制方式(即SPWM)或空间矢量调制方式(SVPWM)，而四桥臂逆变器通常采用三维空间矢量调制方式(3D-SVPWM)。由于在三相三桥臂逆变器主回路结构中，通常只能对线电压(u_ab、u_bc、u_ca)进行采样，因此需要对该三个线电压进行初步处理后得到等效三个相电压(处理方式如图2所示u_a、u_b、u_c)后，再进行电压闭环控制。三相四桥臂逆变器由于存在中线，因此可以直接对相电压(即A、B、C每相对中点N的电压u_an、u_bn、u_cn)进行采样。

图2所示为本发明内容中一种改进的带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制算法。对图中变量解释如下：u_aref、u_bref、u_cref分别为三相逆变器三相输出相电压控制参考值；u_a、u_b、u_c分别为三相逆变器三相输出相电压瞬时值；u_af、u_bf、u_cf分别为三相逆变器三相输出相电压瞬时值的基波分量；u_ah、u_bh、u_ch分别为三相逆变器三相输出相电压瞬时值的谐波分量；u_apwm、u_bpwm和u_cpwm分别为三相逆变器三相电压控制系统输出的每相电压调制信号。

由图2可知，本发明中三相电压控制系统输出的三相电压调制信号u_apwm、u_bpwm和u_cpwm的具体表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{apwm}}=u_{\mathrm{aref}}+(u_{\mathrm{aref}}-u_{\mathrm{af}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{ah}}{k}_{\mathrm{ph}}\\ u_{\mathrm{bpwm}}=u_{\mathrm{bref}}+(u_{\mathrm{bref}}-u_{\mathrm{bf}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{bh}}{k}_{\mathrm{ph}}\\ u_{\mathrm{cpwm}}=u_{\mathrm{cref}}+(u_{\mathrm{cref}}-u_{\mathrm{cf}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{ch}}{k}_{\mathrm{ph}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，为电压环准比例-谐振(proportional resonant，PR)调节器，k_p、k_i分别为其比例和谐振增益系数；ω_c为截至频率；ω₀为谐振角频率，对于三相逆变器输出电压控制来说，该谐振角频率通常设置为逆变器输出电压额定频率(即工频为314rad/s)；k_ph为谐波电压补偿控制中的比例增益。

在式(1)中还需获取逆变器三相输出电压的基波分量(u_af、u_bf和u_cf)和谐波分量(u_ah、u_bh和u_ch)，其表达式分别如下：

$\begin{array}{cc}\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{af}}=u_a*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_0+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\\ u_{\mathrm{bf}}=u_b*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\\ u_{\mathrm{cf}}=u_c*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\end{array}\right.& \left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ah}}=u_a-u_{\mathrm{af}}\\ u_{\mathrm{bh}}=u_b-u_{\mathrm{bf}}\\ u_{\mathrm{ch}}=u_c-u_{\mathrm{cf}}\end{array}\right.\end{array}---\left(2\right)$

式中，为获取逆变器输出电压基波分量的带通滤波器，k为其比例增益。

为验证本发明中所采用的三相逆变器输出电压控制算法的有效性，在PSCAD仿真软件中搭建相应仿真模型进行仿真验证，仿真波形如图3(a)～3(c)所示。图3中，在t＝0.2s时刻，投入本发明中所采用的控制算法。从中可以看到，所提方法能同时有效地抑制和消除逆变器三相输出电压不平衡分量和谐波分量，谐波电压THD从10％降低到了2％以下，有效提高了微电网内三相逆变器输出电压电能质量，为微电网内负荷提供优质电能。

Claims (3)

1.一种带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法，采用准比例-谐振调节器跟踪参考电压，其特征在于，该方法首先通过基于二阶通用积分环节的带通滤波器对每相电压的瞬时采样值进行基波分量和谐波分量的提取，然后利用基波电压分量作为所述的准比例-谐振调节器的电压控制环节的反馈量，三相电压控制采用所述的电压控制环节来跟踪参考电压；同时在最终的电压调制信号中加入电压谐波分量补偿控制措施以抑制由非线性负荷所带来的电压谐波含量，该补偿控制的补偿项为每相电压谐波分量乘以一个比例系数；三相电压控制的输出电压调制信号中还加入参考电压前馈以改善系统控制精度与动态性能。

2.根据权利要求1所述的带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法，其特征在于：采用基于二阶通用积分环节的带通滤波器获取逆变器三相输出电压的基波分量u_af、u_bf和u_cf和谐波分量u_ah、u_bh和u_ch，其传递函数为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{af}}=u_a*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\\ u_{\mathrm{bf}}=u_b*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\\ u_{\mathrm{cf}}=u_c*\frac{{\mathrm{k\ω}}_{0}s}{s^2+{\mathrm{k\ω}}_{0}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}\end{array}\right.\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ah}}=u_a-u_{\mathrm{af}}\\ u_{\mathrm{bh}}=u_b-u_{\mathrm{bf}}\\ u_{\mathrm{ch}}=u_c-u_{\mathrm{cf}}\end{array}\right.$

式中，u_a、u_b和u_c为三相电压的瞬时采样值，为获取逆变器输出电压基波分量的带通滤波器，k为其比例增益。

3.根据权利要求1所述的带不平衡及非线性负载的三相逆变器控制方法，其特征在于：三相电压控制输出的三相电压调制信号u_apwm、u_bpwm和u_cpwm的传递函数如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{apwn}}=u_{\mathrm{aref}}+(u_{\mathrm{aref}}-u_{\mathrm{af}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{ah}}{k}_{\mathrm{ph}}\\ u_{\mathrm{bpwm}}=u_{\mathrm{bref}}+(u_{\mathrm{bref}}-u_{\mathrm{bf}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{bh}}{k}_{\mathrm{ph}}\\ u_{\mathrm{cpwm}}=u_{\mathrm{cref}}+(u_{\mathrm{cref}}-u_{\mathrm{cf}})(k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2})-u_{\mathrm{ch}}{k}_{\mathrm{ph}}\end{array}\right.$

式中，为电压环准比例-谐振调节器，k_p、k_i分别为其比例和谐振增益系数；ω_c为截至频率；ω₀为谐振角频率，该谐振角频率通常设置为逆变器输出电压额定频率；k_ph为谐波电压补偿控制中的比例增益。