CN102710105A

CN102710105A - 一种应用于lcl滤波pwm变流器的有源阻尼控制装置

Info

Publication number: CN102710105A
Application number: CN2012101724919A
Authority: CN
Inventors: 李凯; 邹见效; 郑宏; 徐红兵; 万亮
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2012-05-30
Filing date: 2012-05-30
Publication date: 2012-10-03
Anticipated expiration: 2032-05-30
Also published as: CN102710105B

Abstract

本发明公开了一种应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置，针对有源阻尼控制需要引入额外的传感器做出改进，对电流控制的结构做出创新，设计出一种新型的交流侧电流反馈补偿的基于双比例控制模块和带通滤波器的阻尼控制方式，通过交流侧的电流直接对其控制量做出补偿。该方法首先是一种有源阻尼控制，无需加入阻尼电阻，其次该方法通过交流侧的电流直接做出补偿，从而无需增加额外的传感器，本发明在抑制LCL滤波器引入的谐振问题的基础上，不需要增加实际的阻尼电阻和额外的传感器，使系统的效率和成本都能得到一定的改善。

Description

一种应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置

技术领域

本发明属于变流器技术领域，更为具体地讲，涉及一种应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置。

背景技术

LCL滤波器由于其在体积、成本上相较L型具有优势，使得这种滤波方式在PWM变流器中应用广泛。

但是LCL滤波器是一个三阶的滤波结构，这种结构会引入一个谐振，从而使得在采用交流侧电流反馈方式时，PWM变流器输出是发散的，电流控制将无法达到稳定状态。因此采用交流侧电流反馈方式的时候，就需要引入阻尼控制来抑制由LCL滤波器引入的谐振，使PWM变流器的电流控制达到稳定状态。

目前的阻尼控制方式有无源阻尼控制方式和有源阻尼控制方式两大类。

无源阻尼控制方式就是在LCL滤波器的电容或电感支路中串入或并联电阻来消除LCL滤波器引入的谐振，这种方法在现在的工程中应用较多。但这种阻尼控制方式会由于阻尼电阻的引入而使得PWM变流器的效率大幅降低，尤其是在大功率的功率应用中，电阻的发热会相当大。

而对于有源阻尼控制方式也有两大类，一类是基于虚拟电阻的有源阻尼控制方式，一类是基于滤波器的有源阻尼控制方式。无论哪一类有源阻尼控制方式都需要在LCL滤波器的电容支路或网侧电感支路上增加电流传感器或电压传感器，这样一种阻尼控制方式由于传感器的引入首先会导致PWM变流器的故障率提高，另外还会导致LCL滤波器整体的封装变得较为困难，同时还会一定程度上增加系统的成本。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置，不需要增加实际的阻尼电阻或额外的传感器，在抑制LCL滤波器引入谐振的基础上，使PWM变流器的效率和成本都能得到一定的改善。

为实现上述发明目的，本发明应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置，包括：

PLL锁相环模块，用于根据电网侧的电压V_a、V_b、V_c获取相位角θ；

abc-dq坐标变换模块，用于根据得到的相位角θ，将PWM变流器主电路LCL滤波器电网侧的电压V_a、V_b、V_c进行abc-dq坐标变换，得到dq坐标系下的电压V_d、V_q，将PWM变流器主电路LCL滤波器交流侧电流I_a、I_b、I_c进行abc-dq坐标变换dq坐标系下的电流i_d、i_q；

外环控制模块，根据当前电网的调度指令来设定有功功率P^*、无功功率Q^*以及直流侧设定电压

根据设定值以及电压V_d、V_q、直流侧电压U_dc计算输出电流内环的给定值

PI控制模块，根据电流内环的给定值与电压i_d、i_q的差值

进行PI控制，得到控制量U_ind和U_inq；

dq-αβ坐标变换模块以及SVPWM模块；

其特征在于，还包括：

有源阻尼控制模块，由两组相同的比例控制模块与带通滤波器的串联结构组成，分别对电流i_d、i_q进行比例控制和带通滤波，得到控制补偿量U_cmpd、U_cmpq：

U_{cmpd} = G_{cmp} (s) \times i_{d} = K \times \frac{as}{s^{2} + bs + c} \times i_{d}

U_{cmpq} = G_{cmp} (s) \times i_{q} = K \times \frac{as}{s^{2} + bs + c} \times i_{q}

其中，G_cmp(s)为比例控制模块与带通滤波器串联结构的传递函数，K为比例控制模块比例因子，根据实际的稳定域度选取，

为带通滤波器的传递函数，a、b、c是带通滤波器的参数，根据PWM变流器主电路LCL滤波器所引入的谐振频率点的位置来选取；

PI控制模块输出的控制量U_ind和U_inq分别减去有源阻尼控制模块输出的控制补偿量U_cmpd、U_cmpq得到控制量

输入到dq-αβ坐标变换模块转换为对应αβ坐标系下的控制量

SVPWM模块，根据控制量

得到对应的开关函数S_a，S_b，S_c，并依此来控制PWM变流器主电路中的三相VSR（全桥电压型PWM整流器）的各个IGBT的开通关断。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置，加入了一有源阻尼控制模块，该有源阻尼控制模块包括两组串行结构，每组串行结构由一个比例控制模块和一个带通滤波器串联组成，将PWM变流器主电路LCL滤波器交流侧电流变换得到的电流i_d、i_q，通过比例控制和带通滤波得到控制补偿量U_cmpd、U_cmpq，控制量U_ind和U_inq分别减去控制补偿量U_cmpd、U_cmpq，然后再进行dq-αβ坐标变换得到控制控制量

SVPWM模块，根据控制量

得到对应的开关函数S_a，S_b，S_c，并依此来控制PWM变流器主电路中的三相VSR（全桥电压型PWM整流器）的各个IGBT的开通关断，从而达到使PWM变流器的电流控制达到稳定状态的目的。

本发明有源阻尼控制装置针对有源阻尼控制需要引入额外的传感器做出改进，对电流控制的结构做出创新，设计出一种新型的交流侧电流反馈补偿的基于双比例控制模块和带通滤波器的阻尼控制方式，通过交流侧的电流直接对其控制量做出补偿。该方法首先是一种有源阻尼控制，无需加入阻尼电阻，其次该方法通过交流侧的电流直接做出补偿，从而无需增加额外的传感器，本发明在抑制LCL滤波器引入的谐振问题的基础上，不需要增加实际的阻尼电阻和额外的传感器，使系统的效率和成本都能得到一定的改善。

附图说明

图1是本发明应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置一种具体实施方式的控制框图；

图2是LCL滤波器单相等效电路图；

图3是本发明中交流侧电流反馈补偿结构图；

图4是电流控制频域分析图；

图5是加入新型阻尼控制前后电流控制的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是本发明应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置一种具体实施方式的控制框图。

在本实施例中，如图1所示，LCL滤波PWM变流器包括功率电路和有源阻尼控制装置两部分，其中，下面的虚线部分为本发明应用于LCL滤波PWM变流器的有源阻尼控制装置。

功率电路部分是由LCL滤波器1、三相VSR 2、直流端设备3组成。首先电网连接到LCL滤波器1并通过LCL滤波器1另一端连接到三相VSR 2，三相VSR 2再与直流端设备3相连，从而组成了一个完整PWM变流器的功率电路。

有源阻尼控制装置包括PLL锁相环模块5，用于根据电网侧的电压V_a、V_b、V_c获取相位角θ。

abc-dq坐标变换模块4，用于根据得到的相位角θ，将PWM变流器主电路LCL滤波器1电网侧的电压V_a、V_b、V_c进行abc-dq坐标变换，得到dq坐标系下的电压V_d、V_q，将PWM变流器主电路LCL滤波器1交流侧电流I_a、I_b、I_c进行abc-dq坐标变换dq坐标系下的电流i_d、i_q。

外环控制模块6根据当前电网的调度指令来设定有功功率P^*、无功功率Q^*以及直流侧设定电压

根据设定值，即有功功率P^*、无功功率Q^*以及直流侧设定电压

以及电压V_d、V_q、直流侧电压U_dc计算输出电流内环的给定值

PI控制模块7，根据电流内环的给定值

与电压i_d、i_q的差值

进行PI控制，得到控制量U_ind和U_inq。

有源阻尼控制模块8，由两组相同的比例控制模块与带通滤波器的串联结构组成，分别对电流i_d、i_q进行比例控制和带通滤波，得到控制补偿量U_cmpd、U_cmpq：

U_{cmpd} = G_{cmp} (s) \times i_{d} = K \times \frac{as}{s^{2} + bs + c} \times i_{d}

U_{cmpq} = G_{cmp} (s) \times i_{q} = K \times \frac{as}{s^{2} + bs + c} \times i_{q}

为带通滤波器的传递函数，a、b、c是带通滤波器的系数，根据PWM变流器主电路LCL滤波器所引入的谐振频率点的位置来选取。

dq-αβ坐标变换模块9根据PI控制模块输出的控制量U_ind和U_inq分别减去有源阻尼控制模块输出的控制补偿量U_cmpd、U_cmpq得到的控制量

进行dq-αβ坐标变换，得到对应αβ坐标系下的控制量

SVPWM模块根据控制量

由于LCL滤波器会引入一个谐振，使得在采用交流侧电流反馈时，PWM变流器的电流控制无法稳定运行。本发明目的是为了抑制谐振，使PWM变流器的电流控制达到稳定状态，因此对采集的交流侧电流做一个比例控制和带通滤波的反馈补偿环节。

如图1所示，本发明的阻尼控制装置属于一种新型的有源阻尼控制方式，无需加入阻尼电阻，解决了无源阻尼控制方式引入的发热大，效率降低的问题。另外，该方式下无需引入额外的电压或电流传感器，可有效的降低PWM变流器的成本以及故障率，同时也有利于LCL滤波器的封装。

图2是LCL滤波器单相等效电路图。

如图2所示，通过功率电路部分中可以了解到LCL滤波器1的基本结构，由于LCL滤波器的对称性，故有其单相等效电路如图2所示，且其对应的电压电流方程如下：

i_{2} = \frac{U_{c} - U_{g}}{L_{2} s}

U_{c} = \frac{1}{Cs} (i_{1} - i_{2})

i_{1} = \frac{U_{in} - U_{c}}{L_{1} s}

式中：U_g为网侧电压，U_in为交流侧电压，i₂为网侧电流，i₁为交流侧电流；L₂为网侧滤波电感，U_c为滤波电容电压，C为滤波电容，I₁为交流侧滤波电感。

依据该方程可以得到在采用LCL滤波结构的情况下，交流侧的电压和交流侧的电流的传递函数可表示为：

G (s) = \frac{i_{1} (s)}{U_{in} (s)} = \frac{L_{2} {Cs}^{2} + 1}{L_{1} L_{2} {Cs}^{3} + (L_{1} + L_{2}) s}

LCL滤波器的谐振频率点可根据下式进行计算：

f_{res} = \frac{\sqrt{\frac{L_{1} + L_{2}}{L_{1} L_{2} C}}}{2 π}

图3是本发明中交流侧电流反馈补偿结构图。

图3为dq坐标下的控制结构图，对应于图1中电流内环给定值

和

通过PI控制模块7输出为U_in在dq坐标下的分量，在加入交流侧电流补偿环节以后控制IGBT的开通关断，其中G(s)为交流侧的电压和交流侧的电流的传递函数，具体由LCL滤波器参数决定。

通过对传递函数G(s)进行简单分析，可知在交流侧的电压和交流侧的电流的传递函数中的分母项中缺少s²项，从而引起了PWM变流器的电流控制具有不稳定的工况点。为了使PWM变流器的电流控制可以达到稳定状态，本发明从其最基本的原因出发，通过对其加入反馈比例补偿环节为传递函数中的分母项中引入s²项，加入比例补偿环节以后其交流侧的电压和交流侧的电流的传递函数可表示为：

G_{1} (s) = \frac{G (s)}{1 + KG (s)} = \frac{L_{2} {Cs}^{2} + 1}{L_{1} L_{2} {Cs}^{3} + (L_{1} + L_{2}) s + K (L_{2} {Cs}^{2} + 1)}

通过上式可以发现引入这种反馈补偿环节以后，交流侧的电压和交流侧的电流的传递函数中的分母项中便引入了s²项，从而消除LCL滤波器引起的正的谐振峰而达到抑制谐振的目的。

但由于此发明中是反馈交流侧的电流进行补偿，其中必然包含有控制中需要的控制量以及高频的谐振分量，引起PWM变流器不稳定的原因是存在谐振分量，如果对交流侧的电流完全采用比例补偿的话，必然会影响实际控制中所需要的控制量，因此实际补偿中应该只对高频谐振处的分量做出补偿便可，因此需要将反馈补偿的比例环节更换为比例控制模块与一个带通滤波器的串联环节，该有源阻尼控制模块输入输出之间关系如下：

G_{d} (s) = \frac{U_{cmpd}}{i_{d}} = K \frac{as}{s^{2} + bs + c}

G_{q} (s) = \frac{U_{cmpq}}{i_{q}} = K \frac{as}{s^{2} + bs + c}

在本发明中，由两组比例控制模块与带通滤波器组成的串联结构是相同的，因此，G_d(s)=G_q(s)=G_cmp(s)。

通过这种方法可实现只对谐振点的分量进行处理，通过上面的分析可以发现在采用这样一种比例与带通滤波器串联的补偿环节以后，以d轴分量为例具体传递函数如下：

G_{1} (s) = \frac{G (s)}{1 + G_{d} (s) G (s)} = \frac{L_{2} {Cs}^{2} + 1}{L_{1} L_{2} {Cs}^{3} + (L_{1} + L_{2}) s + K \frac{as}{s^{2} + bs + c} (L_{2} {Cs}^{2} +1)}

= \frac{L_{2} {Cs}^{4} + b L_{2} {Cs}^{3} + (c L_{2} C + 1) s^{2} + bs + c}{L_{1} L_{2} {Cs}^{5} + L_{1} L_{2} {Cbs}^{4} + (c L_{1} L_{2} C + L_{1} + L_{2} + {KaL}_{2} C) s^{3} + b (L_{1} + L_{2}) s^{2} + c (L_{1} + L_{2} + Ka) s}

交流侧的电压和交流侧的电流的传递函数中的分母项中s各次的系数都不为零，故采用这样一种补偿方式选取合适参数下是可以使系统的电流控制达到稳定状态的。

对于PI控制模块7输入与输出之间的关系有：

G_{pid} (s) = \frac{U_{ind}}{Δ i_{d}} = \frac{Ps + I}{s}

G_{piq} (s) = \frac{U_{inq}}{Δ i_{q}} = \frac{Ps + I}{s}

以d轴分量为例，此时整个有源阻尼控制装置的传递函数可表示为：

G_{0} (s) = \frac{G_{pid} (s) G_{1} (s)}{1 + G_{pid} (s) G_{1} (s)}

式G_pid(s)中P、I为PI环节控制参数，根据G₀(s)的频域分析可获得对应的K与P以及I的关系，不同的K对应的稳定域度不一样，可根据实际情况选取K值。

A (s) = \frac{as}{s^{2} + bs + c}

上式为a、b、c带通滤波器的参数，根据实际工程中模块的由于LCL滤波器所引入的谐振频率点的位置来选取，一般要求带通滤波器的中心频率取在谐振频率点附近以确保滤除的效果，并以此选取对应的参数a、b、c。

图4是电流控制频域分析图。

图4为引入新型阻尼控制前后电流控制的频域分析图。图4中（a）为引入阻尼控制方式前采用交流侧电流反馈方式时，电流控制的频域分析图，该图4（a）中的A1，B1始终处于单位圆以外，因此可知在没有采用任何的阻尼控制方式的情况下，无论对应的P参数增益选取什么值都无法使电流控制进入到稳定状态，故不采用任何阻尼控制的情况下采用交流侧电流反馈方式时，电流控制具有不稳定的工况点。图4中（b）为引入发明所说的新型阻尼控制方式后采用交流侧电流反馈方式时，电流控制的频域分析图，通过该图我们可以看出在特定的增益和带通滤波器下使得原图中的A1，B1向单位圆内部移动变为A2和B2，此时A2和B2都有一段在单位圆内部，因此引入发明所说的新型阻尼控制方式后采用交流侧电流反馈方式后，对应的控制增益选取合理的话是可以使系统的电流控制进入到稳定状态的，故引入发明所说的新型阻尼控制方式，可有效的抑制谐振使系统的电流控制达到稳定状态。

图5是加入新型阻尼控制前后电流控制的仿真波形。

如图5所示，图5中（a）为引入阻尼控制方式前采用交流侧电流反馈方式时，电流控制的有功电流和无功电流反馈的波形；无论如何调节控制采用的参数仿真波形类似，通过该波形可见在没有采用任何的阻尼控制方式的情况下，控制量有功电流和无功电流都是发散的，因此无论采用怎样的控制增益，在不加入阻尼控制方式的情况下系统的电流控制是无法达到稳定状态的。

图5中（b）和（c）分别为引入发明所述新型阻尼控制方式后采用交流侧电流反馈方式时，采用合适的控制增益情况下，对应的整流状态下和逆变状态下电流控制的有功电流和无功电流反馈的波形。通过该反馈量可知采用发明所述的阻尼控制装置的情况下选取合适的控制增益，有功电流与无功电流能够很好的跟踪实际的给定量，此时PWM变流器的电流控制是可以达到稳定状态的。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。