CN103326386A - 一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法 - Google Patents

Abstract

一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，属于分布式并网发电领域，其特征在于通过设置基于电容电压的有源阻尼环节对LCL滤波器的谐振进行抑制。对于LCL滤波器，通过选择所述有源阻尼环节的比例系数和微分阶次，保证了LCL滤波器谐振抑制足够的阻尼。为了消除微分环节产生的高频噪声，所述有源阻尼环节中包含一个低通滤波器。并对不同的参数选择进行了校验，系统控制延时和网侧阻抗变化不对阻尼效果产生影响。这种方法可以运用到多种并网变流器上，以抑制电网电压对并网变流器的影响。

Description

一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法

技术领域

本发明涉及一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，属分布式并网发电技术领域。

背景技术

开发利用可再生能源可以增加能源供给，减少环境污染。可再生能源包括风能、太阳能、小水电、生物质能、地热能以及潮汐能等。目前主要的利用途径是基于可再生能源的分布式发电，其中并网逆变器是关键环节之一。按输出滤波器来分类，并网逆变器一般可分为L型和LCL型两种。前者属一阶系统，控制简单，但它对高频谐波的抑制能力有限，一般需要较大的电感来满足谐波标准。后者属三阶系统，对高频谐波的抑制能力强，所需电感较小。

并网逆变器的滤波器设计已越来越多的采用LCL的高阶滤波，相对于L和LC型滤波器，LCL型滤波器在成本和体积上更具优势，特别是在低开关频率大功率系统上，其优势更加明显。

然而，由于LCL滤波器给闭环系统传递函数中引入了一对不期望的复极点，容易引发系统谐振，导致稳定性问题。另一方面，随着电站穿透率的增加，公共连接点（PCC）阻抗的变化会使电压对功率波动更加敏感，而电网电压的波动又可能导致逆变器的谐振，而逆变器的谐振又可能进一步导致全局了系统谐振的发生。

可见，研究增加逆变器的阻尼以抑制谐振是十分有必要的。谐振抑制策略可以从硬件配置或控制策略两方面入手增加阻尼，主要包括无源阻尼和有源阻尼方法。

然而，无源阻尼方案会具有引入额外系统损耗、增加总体成本、电网环境适应性差等缺点，在实际使用中更期望的是通过控制算法增加系统阻尼而不引入额外系统损耗的有源阻尼。

常见的有源阻尼方法有虚拟电阻法、超前滞后法、陷波器法、双电流环控制、状态反馈法等，这些方法都需要增加额外的传感器，检测状态变量以增加系统阻尼，增加了控制系统设计的复杂性，由于电容电压检测相对比较容易，因此以电容电压作为反馈变量的有源阻尼方法更具优势；此外，常见的各阻尼方法不具备通用性。

发明内容

本发明的目的是针对常规的并网逆变器有源阻尼方法存在的增加控制系统设计复杂性、不具备通用性的问题，提出一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，该方法通过选择所述有源阻尼环节的比例系数和微分阶次，保证了LCL滤波器谐振抑制足够的阻尼，通过加入滤波器，滤除微分项引起的高频振荡，校验不同的参数选择，使得系统控制延时和网侧阻抗变化不对阻尼效果产生影响，该方法为基于电容电压的有源阻尼方法的通用形式。

一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，其特征在于，是在计算机中依次按以下步骤进行仿真设计：

步骤1：初始化LCL滤波器参数：

L₁为LCL滤波器的桥臂侧电感值；

L₂为LCL滤波器的网侧电感值；

C为LCL滤波器的滤波电容值；

步骤2、按下式设置有源阻尼环节M(s)为超前校正环节：

$M\left(s\right)=K\·\frac{s^n}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^n}=K{\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\right)}^n$

式中，K为比例系数，ω_res为谐振频率，s为拉普拉斯算子，n为微分阶次，

，且N为自然数；

其中， ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_{2}C}};$

步骤3、所述比例系数K的选择：

电容电压的谐振电压分量U_r(t)由下式表示为：

U_r(t)=r·U_psin(ω_rest+θ_res)

式中，U_p为电网相电压峰值，r为谐振电压分量的峰值占电网相电压的百分比，ω_res为所述谐振频率，t为时间，θ_res为谐振电压分量的初始相位角；

所述比例系数K的取值限定为所述电容电压的谐振电压分量Ur(t)幅值的+1倍或者-1倍；

步骤4、选择所述比例系数K和微分阶次n，将电容电压经过有源阻尼环节M(s)，加到并网逆变器桥臂输出电压的控制信号中，检验不同参数选择谐振抑制效果是否良好；如果满足谐振抑制的阻尼，则输出设计参数：比例系数K和微分阶次n，如果不满足谐振抑制的阻尼，则重复步骤4。

进一步的，带有LCL滤波器的并网逆变器的拓扑结构包括直流源U_dc、直流侧滤波电容C_dc、三相全桥逆变电路、LCL滤波器，直流侧滤波电容C_dc并联在所述直流源U_dc的两端，直流源U_dc的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与三相电网E_a、E_b、E_c相连，LCL滤波器由逆变器侧电感L₁、网侧滤波电感L₂和滤波电容C组成。

本发明方法将电容电压的谐振分量通过有源阻尼环节加到桥臂电压的控制信号上，起到谐振抑制效果，简化了并网逆变器控制系统设计，运用到多种并网变流器上，抑制了电网电压对并网变流器的影响。

附图说明：

图1是本发明方法流程图

图2是LCL并网逆变器主电路及其控制实现原理图

图3是采用有源阻尼方法的电流环控制结构

图4是不同有源阻尼环节桥臂输出电流波形

具体实施方式

一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，依托于已有的并网逆变器桥臂电流闭环控制，由于在已有的LCL滤波器和逆变器控制基础上，只需增加有源阻尼环节的控制，所以除了阻尼的相关参数以外，其它参数均不变。

所述基于电容电压的有源阻尼方法，是为采用LCL滤波器的并网逆变器提供有源阻尼方案，方法流程图如图1所示，以一10KW并网逆变器为例进行本发明的阻尼设计，具体实施方式如下：

LCL滤波器参数选择如下：L₁=1mH,L₂=1mH,C=20μF；

选择直流电压U_dc为200V，交流电压为110V，电网频率f=50Hz，开关频率f_sw=10kHz；

通过下式计算谐振频率ω_res：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_{2}C}}$

按下式设置有源阻尼环节M(s)为超前校正环节：

$M\left(s\right)=K\·\frac{s^n}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^n}=K{\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\right)}^n$

式中，K为比例系数，ω_res为谐振频率，s为拉普拉斯算子，n为微分阶次，

，且N为自然数；

电容电压的谐振电压分量U_r(t)由下式表示为：

U_r(t)=r·U_psin(ω_rest+θ_res)

式中，U_p为电网相电压峰值，r为谐振电压分量的峰值占电网相电压的百分比，ω_res为所述谐振频率，t为时间，θ_res为谐振电压分量的初始相位角；

所述比例系数K的取值限定为所述电容电压的谐振电压分量U_r(t)幅值的+1倍或者-1倍；

通过选择微分阶次n进行校验：

选择n=0，有源阻尼环节M(s)=K，即为利用基于极点配置的状态反馈的有源阻尼方法，直接将系统的状态变量通过比例反馈引入到前向通道中，通过改变控制对象的极点位置增加系统的阻尼；

选择n=1，有源阻尼环节

即为超前滞后的有源阻尼方法。将控制系统前向通道构造出谐振频率处的陷波器特性，以抑制系统谐振，它需要引入电容电压的一阶微分。此时，M(s)=K₁·s¹。由于微分项通常可能引入高频噪声，将此一阶微分用超前滞后环节代替，即采用超前滞后法；

选择n=2，有源阻尼环节，

即为电容电压二次微分。微分环节阶次n的提高，会带来噪声。为了抑制微分带来的噪声，可以适当引入滤波器减少高频噪声。考虑到滤波器的引入，M(s)可由下式表示为：

$M\left(s\right)=K\·{\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\right)}^2\·G_{\mathrm{filter}}\left(s\right)$

图2中，E_a,E_b,E_c为电网电压，i_g为并网逆变器网侧电流，L₂为网侧滤波电感，C为滤波电容，L₁为桥臂侧滤波电感，i为桥臂电感电流，U_c为电容电压，U_Cabc为采集的三相电容电压，U_dc为直流电压，U_dc ^*为直流电压检测值，U_{dc_ref}为直流电压给定，SVM为空间矢量PWM调制，PI为比例积分控制器，M(s)为有源阻尼环节。i_{d_ref}为电流无功给定，i_{q_ref}为电流有功给定，U_{c_d}为电容电压的无功分量，U_{c_q}为电容电压的有功分量，V_{CR_d}为经过有源阻尼环节以后的电容电压无功分量，V_{CR_q}为经过有源阻尼环节以后的电容电压有功分量，θ为电网电压矢量角，PLL为锁相环环节，i_a、i_b分别为a相桥臂电感电流、b相桥臂电感电流,u_sα、u_sβ为SVM发波电压信号。

图3中，G_ADU(s)和G_ADI(s)分别为电压检测通道和电流检测通道的采样滤波和AD转换延迟及标幺化系数；G_delay(s)为算法计算以及重装载延迟；K_PWM为线性化的系统功率放大增益，这里采用可变增益控制，此时K_PWM=1；M(s)为所述有源阻尼环节；

为桥臂电感电流的给定，I_g为网侧电感电流，PI(s)为比例积分调节器的s域传递函数，

为桥臂电感传递函数，为滤波电容传递函数，

为网侧滤波电感传递函数，E为电网电动势。

根据图2和图3，加入有源阻尼环节的并网逆变器控制具体实施例如下：

采集三相电网电压E_a,E_b,E_c，获取电网电压矢量角θ；采集逆变器a相桥臂电感电流i_a、b相桥臂电感电流i_b，根据i_a+i_b+i_c=0，得c相桥臂电感电流i_c，经坐标变换，获得逆变器桥臂电感电流的直流分量i_d、i_q；采集滤波电容的电容电压U_Cabc，获取滤波电容电压的直流分量U_{C_d}、U_{C_q}，将滤波电容电压的直流分量U_{C_d}、U_{C_q}经过有源阻尼环节M(s)，加到并网逆变器桥臂输出电压的控制信号中，得到有源阻尼反馈电压V_{CR_q}、V_{CR_d}；采集直流电压U_{dc_fdb}，设置直流电压的给定值为U_{dc_ref}，计算U_{dc_ref}-U_{dc_fdb}，处理后信号经PI调节，输出i_{q_ref}作为桥臂电感电流有功给定值，桥臂电感电流无功给定i_{d_ref}=0；将i_{d_ref}-i_d、i_{q_ref}-i_q处理后信号经PI调节，得到SVM发波电压直流分量u_{i_d}、u_{i_q}；将u_{i_d}、u_{i_q}经坐标反变换得到u_sα、u_sβ所述SVM发波电压信号，将所述SVM发波电压信号u_sα、u_sβ进行脉宽调制获得六路开关信号，用于控制三相逆变器的六个开关管，来完成电容电压的有源阻尼环节和入网电流的控制。

图4为微分阶次n分别取0,1,2时桥臂电感电流波形。图4中，10.00ms/div表示图中横坐标轴每一格代表10毫秒，从图中可以看出，虽然当有源阻尼环节微分阶次n取1时，在加入有源阻尼瞬间，输出电流会引入一个比较明显的暂态过程。但是，最终桥臂电感电流波形趋于稳定。因此，三种情况下都起到了较好的谐振抑制效果。

Claims (2)

1.一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，其特征在于,是在计算机中依次按以下步骤进行仿真设计：

步骤1：初始化LCL滤波器参数：

L₁为LCL滤波器的桥臂侧电感值；

L₂为LCL滤波器的网侧电感值；

C为LCL滤波器的滤波电容值；

步骤2、按下式设置有源阻尼环节M(s)为超前校正环节：

$M\left(s\right)=K\·\frac{s^n}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^n}=K{\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\right)}^n$

式中，K为比例系数，ω_res为谐振频率，s为拉普拉斯算子，n为微分阶次，

，且N为自然数；

其中， ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_{2}C}};$

步骤3、所述比例系数K的选择：

电容电压的谐振电压分量U_r(t)由下式表示为：

U_r(t)=r·U_psin(ω_rest+θ_res)

式中，U_p为电网相电压峰值，r为谐振电压分量的峰值占电网相电压的百分比，ω_res为所述谐振频率，t为时间，θ_res为谐振电压分量的初始相位角；

所述比例系数K的取值限定为所述电容电压的谐振电压分量U_r(t)幅值的+1倍或者-1倍；

步骤4、选择所述比例系数K和微分阶次n，将电容电压经过有源阻尼环节M(s)，加到并网逆变器桥臂输出电压的控制信号中，检验不同参数选择谐振抑制效果是否良好；如果满足谐振抑制的阻尼，则输出设计参数：比例系数K和微分阶次n，如果不满足谐振抑制的阻尼，则重复步骤4。

2.根据权利要求1所述一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法，其特征在于，带有LCL滤波器的并网逆变器的拓扑结构包括直流源U_dc、直流侧滤波电容C_dc、三相全桥逆变电路、LCL滤波器，直流侧滤波电容C_dc并联在所述直流源U_dc的两端，直流源U_dc的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与三相电网E_a、E_b、E_c相连，LCL滤波器由逆变器侧电感L₁、网侧滤波电感L₂和滤波电容C组成。

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