CN103441502A - 并联单相h桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法，直流电压均衡控制单元检测级联型有源电力滤波器H桥功率单元的直流侧电压，向输出补偿电流控制单元输出参考电压信号的相位修正量，并向参考补偿电流计算单元输出有功电流；参考补偿电流计算单元检测母线电流，对其进行正弦信号积分和带通滤波处理，再基于瞬时功率及有功电流计算参考补偿电流；输出补偿电流控制单元根据参考补偿电流和参考电压信号的相位修正量，得出H桥功率单元的参考电压信号，并得到功率单元的驱动信号。本发明能有效抑制系统谐振，参考补偿电流计算对基波信号无时延、无衰减，能够很好的抑制谐波分量及直流偏置，算法简单、精度高、易实现、通用性强。

Description

并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种电力滤波器的控制装置及其方法，尤其是涉及一种应用于电力电子谐波治理和无功补偿领域的对并联单相H桥级联型有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）进行控制的装置及其方法。

背景技术

随着电力电子设备的广泛应用，电网中的谐波污染日趋严重。同时，多数电力电子设备功率因数较低，给电网带来了额外的无功负担。因此，抑制谐波及提高功率因数已引起人们的广泛关注。近年来，随着轨道交通的迅速发展，以牵引供电系统为代表的大容量单相负载对电能质量的影响日益突出。电力系统中其它单相负荷，如：单相电弧炉、加热装置等，亦会引起严重的电能质量问题。由于这些负荷具有随机性，必然需要高性能的谐波抑制及无功补偿装置对其进行治理。

有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）被认为是进行谐波治理及无功补偿最有前途的实现方式。有源电力滤波器通常分为两种基本结构：并联型与串联型。由于安装及维护方便，并联型有源电力滤波器在实际应用中占主导地位。级联H桥多电平变流器能直接输出高压而无需连接变压器，输出电压频谱特性很好，开关器件承受的电压应力较小，且易于实现模块化设计。通过采用载波移相正弦脉冲宽度调制（Carrier Phase Shifted SPWM，CPS-SPWM），基于级联H桥拓扑结构的高压变频器及静止无功补偿器已得到广泛应用。然而，对级联H桥有源电力滤波器的应用研究尚处于起步阶段，且研究内容主要涉及三相系统，级联H桥有源电力滤波器在单相系统中的应用研究还非常少。因此，研究级联H桥大功率单相有源电力滤波器具有非常重要的理论及现实意义。

在高压大容量谐波抑制及无功补偿领域，目前针对无功补偿的应用研究很多，对基于有源电力滤波器的谐波抑制技术，相关的研究则较少。谐波抑制与无功补偿是两个相对独立的问题，但两者亦有紧密联系，无功功率的定义与谐波关系密切，产生谐波的装置通常也会消耗无功。在处理与谐波或无功有关的电能质量问题时，往往需要将谐波抑制与无功补偿综合考虑，有源电力滤波器无疑是抑制谐波及补偿无功最为理想的实现方式。高压大容量有源电力滤波器的基本控制原理与低压有源电力滤波器的基本控制原理具有相似性。但是，高压大容量有源电力滤波器的研究需要额外关注如何有效提高主电路的电压及电流等级，并保证装置运行可靠性。

目前，与大容量单相有源电力滤波器研究相关的现有技术文献主要有如下几篇：

现有技术1为湖南大学于2007年02月15日申请，并于2007年08月15日公开，公开号为CN101017978A中国发明专利申请《大功率有源滤波器的控制方法》。该专利方法针对混合型有源滤波器，方法的实现步骤包括：检测电网侧谐波电流，计算电网谐波电流的补偿量。检测负载侧谐波电流，计算负载谐波电流的补偿量。检测滤波器支路的基波电流、直流侧电压，计算直流侧电容电压控制量。将电网谐波电流的补偿量、负载谐波电流的补偿量、和基波电流的补偿量相加，得到有源滤波器中逆变器的控制信号。现有技术1面向一种混合型APF，需要采用连接变压器，并且无法补偿无功。为实现直流侧电压控制，必须额外增加基波谐振电路。在工程应用中，基于模糊控制的直流电压控制策略需要根据现场实际工况进行调整，通用性不佳。另外，对于影响有源电力滤波器性能的关键环节—参考电流检测算法，此专利没有进行阐述。

现有技术2为中国科学院电工研究所于2006年09月30日申请，并于2007年03月21日公开，公开号为CN1933274A中国发明专利申请《H桥级联型有源电力滤波器直流侧电容电压均衡控制方法》。该专利提出一种H桥级联型有源电力滤波器直流侧电容电压均衡控制方法。控制方法首先将电网、负载系统所需补偿的谐波及无功电流作为有源电力滤波器期望的补偿电流。期望的补偿电流与从电网吸收的基波正序有功电流之和作为APF参考电流，经过电流跟踪控制器，得到APF逆变器期望输出电压，使APF输出电流跟踪参考电流。根据级联单元电容电压偏差和APF输出电流，通过电容电压均衡控制器，计算出级联单元输出电压微调量，对期望输出电压进行微调，从而调节单元电容的充、放电时间，以此实现悬浮电容电压的均衡控制。现有技术2提出了一种有别于脉冲轮换技术的三相级联型H桥APF直流侧电压控制策略。为抑制电压畸变对直流侧电压控制算法的影响，需要在同步/静止坐标变换环节中加入低通滤波器，从而会增大计算量及引入延时。在参考电流检测方面，现有技术2采用传统的i_p-i_q检测法，需要引入锁相环节与低通滤波器，锁相环易受电压畸变及频率波动的影响，低通滤波器的滤波效果与响应速度难以兼顾。

现有技术3为济南大学于2010年08月24日申请，并于2010年12月01日公开，公开号为CN101902046A中国发明专利申请《一种单相并联型有源电力滤波器的非线性切换控制方法》。该方法依据实际电路参数，建立单相APF的切换系统模型，状态变量为APF补偿电流及直流侧电压。通过APF的补偿目标，建立其切换系统误差模型，误差状态变量为APF补偿电流与其期望的参考信号，以及直流侧电压与其期望的参考值之间的误差。针对APF切换系统误差模型，设计模型的控制输入，使APF切换系统误差模型在原点渐进稳定，此时APF的补偿电流跟踪期望的参考信号，直流侧电压可以稳定在参考值附近，从而保证APF的补偿效果。现有技术3提出的控制方法充分考虑了开关电路的非线性特性，但基于单个H桥建立的切换系统模型过于特殊，如将其扩展到级联H桥变流器，切换系统状态方程将非常复杂，实现使误差趋于零的控制策略难度较大，仅限于理论探索，在实际应用中的有效性尚待商榷。

现有技术4为香港理工大学于2005年07月06日申请，并于2007年01月10日公开，公开号为CN1893215A中国发明专利申请《使用模拟级联控制器的单相有源电力滤波器》。该发明的原理是：由乘法器、加法器、比例积分控制器、前馈控制器等模拟器件构成电压外环与电压内环协同控制方式。通过电压外环调节APF直流侧电压，并为并联型有源电力滤波器（Shunt Active Power Filter，SAPF）产生参考电流，并通过电流环进行跟踪。现有技术4在低压小容量APF控制中具有一定优势，但很难满足级联型APF的控制要求。

由上述分析可知，关于有源电力滤波器控制算法的研究主要集中在参考补偿电流检测算法与输出补偿电流跟踪策略，目前存在的问题主要体现为：

（1）全部控制算法均需采用锁相环与低通滤波器，而锁相环与低通滤波器对检测算法的精度及实时性具有重要影响，频率波动及电压畸变均会影响锁相环的精度，低通滤波器引入的时延也会降低APF补偿的实时性；

（2）现有技术中的一些控制策略较复杂，计算量较大，仅限于理论研究，实现的可行性有待进一步验证；

（3）现有技术中的一些控制算法通用性不够，参数整定较困难，不适用于级联APF的控制要求；

（4）现有技术中的一些控制算法未考虑电压畸变对APF性能的影响；并且对检测信号的直流偏置未进行相关研究。

（5）现有技术中的多数APF控制策略需要检测负载电流，不符合在高压大容量应用场合的实际工况。从电网的角度考虑，检测负载电流的控制策略实际为开环控制，补偿效果不理想。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法，采用无时延、无衰减提取基波电流，能够很好地抑制直流偏置和适应现场应用工况，使用的算法简单、精度高，且易于实现，具有很强的通用性。

为了实现上述发明目的，本发明具体提供了一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置的技术实现方案，一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，包括：参考补偿电流计算单元、输出补偿电流控制单元和直流电压均衡控制单元。所述直流电压均衡控制单元检测级联型有源电力滤波器的H桥功率单元的直流侧电压V_{dc_i}，向所述输出补偿电流控制单元输出参考电压信号的相位修正量Δδ_i，并向所述参考补偿电流计算单元输出有功电流i_fd。所述参考补偿电流计算单元检测系统母线上的母线电流i_s，并对母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理和带通滤波处理后，根据瞬时无功功率计算得出参考补偿电流i_ref，再结合所述直流电压均衡控制单元输出的有功电流i_fd，输出调整后的参考补偿电流i'_ref至所述输出补偿电流控制单元。所述输出补偿电流控制单元根据所述参考补偿电流计算单元输出的调整后的参考补偿电流i′_ref和所述直流电压均衡控制单元输出的参考电压信号的相位修正量Δδ_i，得出级联型有源电力滤波器中每一个H桥功率单元的参考电压信号

通过载波移相正弦脉冲宽度调制得出每个H桥功率单元中开关器件的门级驱动信号，使得每个H桥功率单元输出期望的交流电压。

优选的，所述参考补偿电流计算单元还包括比例正弦信号积分单元和带通滤波单元。所述比例正弦信号积分单元对输入母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理，形成两相α-β系统的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ。所述带通滤波单元对所述比例正弦信号积分单元输出的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行对基波无延时、无衰减的选择性带通滤波处理后，得到经过处理后的母线基波电流α轴分量i′_sα，和经过处理后的母线基波电流β轴分量i′_sβ，经过计算得到参考补偿电流i_ref，并根据所述直流电压均衡控制单元输出的有功电流i_fd得到经过调整后的参考补偿电流i′_ref。

优选的，所述比例正弦信号积分单元的状态空间方程为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2k_i& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]i_s$

其中，x₁和x₂为状态变量，

和

为状态变量的微分，i_s为母线电流，k_i为积分增益，w₀为谐振频率。优选的，经过所述比例正弦信号积分单元处理后的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα与所述母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\α}}\left(s\right)=\frac{2k_{i}s}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

经过所述比例正弦信号积分单元处理后的虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ与所述母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\β}}\left(s\right)=\frac{2k_i{w}_0}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

其中，k_i为积分增益，w₀为谐振频率，s为复变量。

所述带通滤波单元采用两输入-两输出结构，所述带通滤波单元的传递函数进一步为：

$H\left(s\right)=k\frac{(s+k)+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}$

其中，k为常数，w为截止频率，s为复变量。

优选的，所述经过调整后的参考补偿电流i′_ref进一步根据以下公式进行计算：

p=v_sαi′_sα+v_sβi′_sβ

$i_{\mathrm{sp}}=\frac{v_{\mathrm{s\α}}p}{v_{\mathrm{s\α}}^2+v_{\mathrm{s\β}}^2}$

i_shq=i_s-i_sp

i_ref=-K_fi_shq

i′_ref=i_ref+i_fd

其中，v_sα为虚拟母线基波电压的α轴分量，v_sβ为虚拟母线基波电压的β轴分量，i′_sα为经过处理后的母线基波电流α轴分量，i′_sβ为经过处理后的母线基波电流β轴分量，p为母线瞬时实功率，i_sp为单相母线电流基波有功分量，i_shq为母线电流中的谐波及无功分量，K_f为放大系数。

优选的，所述级联型有源电力滤波器中每一个H桥功率单元的参考电压信号

进一步根据以下公式进行计算：

$u_{\mathrm{fref}\_m_i}=\frac{u_s-L{f}_s(i_{\mathrm{ref}}-i_f)}{n}=U_{m_i}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i)$

其中，u_s为系统母线上的母线电压，i_f为级联型有源电力滤波器的交流侧输出电流，f_s为等效开关频率，n为H桥功率单元的级联个数，

为H桥功率单元的参考电压信号幅值，ω为角频率，Δδ_i为参考电压信号的相位修正量。

优选的，所述直流电压均衡控制单元输出的有功电流i_fd进一步根据以下公式进行计算：

$i_{\mathrm{fd}}=k_a(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})+k_j\underset{0}{\overset{t}{\∫}}(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})\mathrm{dt}$

其中，V_dcref为H桥功率单元直流电压之和的参考值，V_{dc_i}为H桥功率单元的直流侧电压，k_a为比例增益，k_j为积分增益。

优选的，所述参考电压信号的相位修正量Δδ_i进一步根据以下公式进行计算：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i=k_c(\frac{V_{\mathrm{dcref}}}{n}-V_{\mathrm{dc}\_i})$

其中，V_dcref为H桥功率单元直流电压之和的参考值，k_c为比例增益，n为H桥功率单元的级联个数，V_{dc_i}为H桥功率单元的直流侧电压。

本发明还另外具体提供了一种对上述并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置进行控制的方法的技术实现方案，一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，所述并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置包括：参考补偿电流计算单元、输出补偿电流控制单元和直流电压均衡控制单元，所述控制方法包括以下步骤：

所述直流电压均衡控制单元检测级联型有源电力滤波器的H桥功率单元的直流侧电压V_{dc_i}，向所述输出补偿电流控制单元输出参考电压信号的相位修正量Δδ_i，并向所述参考补偿电流计算单元输出有功电流i_fd；

所述参考补偿电流计算单元检测系统母线上的母线电流i_s，并对母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理和带通滤波处理后，根据瞬时无功功率计算得出参考补偿电流i_ref，再结合所述直流电压均衡控制单元输出的有功电流i_fd，输出调整后的参考补偿电流i'_ref至所述输出补偿电流控制单元；

所述输出补偿电流控制单元根据所述参考补偿电流计算单元输出的调整后的参考补偿电流i′_ref和所述直流电压均衡控制单元输出的参考电压信号的相位修正量Δδ_i，得出级联型有源电力滤波器中每一个H桥功率单元的参考电压信号

参考电压信号

通过载波移相正弦脉冲宽度调制得出每个H桥功率单元中开关器件的门级驱动信号，使得每个H桥功率单元输出期望的交流电压。

优选的，所述参考补偿电流计算过程还进一步包括比例正弦信号积分步骤和带通滤波步骤。所述比例正弦信号积分步骤包括对输入母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理，形成两相α-β系统的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ。所述带通滤波步骤包括对虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行对基波无延时、无衰减的选择性带通滤波处理后，得到经过处理后的母线基波电流α轴分量i′_sα，和经过处理后的母线基波电流β轴分量i′_sβ，经过计算得到参考补偿电流i_ref，并根据所述直流电压均衡控制单元输出的有功电流i_fd得到经过调整后的参考补偿电流i'_ref。

优选的，所述比例正弦信号积分步骤进一步根据以下状态空间方程对输入的母线电流i_s进行处理：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2k_i& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]i_s$

其中，x₁和x₂为状态变量，和

为状态变量的微分，i_s为母线电流，k_i为积分增益，w₀为谐振频率。

优选的，在所述比例正弦信号积分步骤中，虚拟母线基波电流α轴分量i_sα与母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\α}}\left(s\right)=\frac{2k_{i}s}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

在所述比例正弦信号积分步骤中，虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ与母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\β}}\left(s\right)=\frac{2k_i{w}_0}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

其中，k_i为积分增益，w₀为谐振频率，s为复变量。

优选的，所述带通滤波步骤进一步根据以下传递函数对输入的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行带通滤波处理：

$H\left(s\right)=k\frac{(s+k)+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}$

其中，k为常数，w为截止频率，s为复变量。

优选的，调整后的参考补偿电流i′_ref计算过程进一步包括以下步骤：

根据p=v_sαi′_sα+v_sβi′_sβ，计算母线瞬时实功率p；

根据

计算单相母线电流基波有功分量i_sp；

根据i_shq=i_s-i_sp，计算母线电流中的谐波及无功分量i_shq；

根据i_ref=-K_fi_shq，计算参考补偿电流i_ref；

根据i′_ref=i_ref+i_fd，计算经过调整后的参考补偿电流i'_ref；

其中，v_sα为虚拟母线基波电压的α轴分量，v_sβ为虚拟母线基波电压的β轴分量，i′_sα为经过处理后的母线基波电流α轴分量，i′_sβ为经过处理后的母线基波电流β轴分量，p为母线瞬时实功率，i_sp为单相母线电流基波有功分量，i_shq为母线电流中的谐波及无功分量，K_f为放大系数。

优选的，所述直流电压均衡控制单元输出的有功电流i_fd进一步根据以下公式进行计算：

$i_{\mathrm{fd}}=k_a(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})+k_j\underset{0}{\overset{t}{\∫}}(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})\mathrm{dt}$

其中，V_dcref为H桥功率单元直流电压之和的参考值，V_{dc_i}为H桥功率单元的直流侧电压，k_a为比例增益，k_j为积分增益。

优选的，所述级联型有源电力滤波器中每一个H桥功率单元的参考电压信号

进一步根据以下公式进行计算：

$u_{\mathrm{fref}\_m_i}=\frac{u_s-L{f}_s(i_{\mathrm{ref}}-i_f)}{n}=U_{m_i}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i)$

其中，u_s为系统母线上的母线电压，i_f为级联型有源电力滤波器的交流侧输出电流，f_s为等效开关频率，n为H桥功率单元的级联个数，

为H桥功率单元的参考电压信号幅值，ω为角频率，Δδ_i为参考电压信号的相位修正量。

优选的，所述参考电压信号的相位修正量Δδ_i进一步根据以下公式进行计算：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i=k_c(\frac{V_{\mathrm{dcref}}}{n}-V_{\mathrm{dc}\_i})$

其中，V_dcref为H桥功率单元直流电压之和的参考值，k_c为比例增益，n为H桥功率单元的级联个数，V_{dc_i}为H桥功率单元的直流侧电压。

通过实施上述本发明提供的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法的技术方案，具有如下技术效果：

（1）本发明依据实时性、简单性、有效性的原则，提出了一种单相并联级联型APF（ActivePower Filter，有源电力滤波器）的控制装置和方法，为适应高压大容量的现场应用工况，本发明检测母线电流，无需负载电流信号；

（2）本发明控制装置和方法的实现无需采用锁相环与低通滤波器，同时也无需要采用静止/同步坐标变换即可计算出实时准确的参考补偿电流，检测算法简单，易于实现；

（3）本发明针对正弦信号积分器对谐波及直流偏置的抑制作用有限这一特点，通过设计一种两输入-两输出的选择性带通滤波器对正弦信号积分器的输出信号进行滤波，极大地改善了参考补偿电流提取算法的精度；

（4）本发明在补偿电流控制方面，将参考补偿电流与APF实际输出电流的差值应用于单相APF的交流侧电压控制，由此得出与参考补偿电流对应的输出参考电压，再通过载波移相脉冲宽度调试，实现了补偿电流的准确跟踪；

（5）本发明补偿电流控制方法简单、控制参数易整定，具有很好的通用性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法所应用的并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制系统的结构功能框图；

图2是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式的结构功能框图；

图3是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中比例正弦信号积分单元的结构功能框图；

图4是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中比例正弦信号积分单元的传递函数H_α(s)的波特图；

图5是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中比例正弦信号积分单元的传递函数H_α(s)的阶跃响应波形图；

图6是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中比例正弦信号积分单元的传递函数H_β(s)的波特图；

图7是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中比例正弦信号积分单元的传递函数H_β(s)的阶跃响应波形图；

图8是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中带通滤波单元的结构功能框图；

图9是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中SSI与SBPF从单相至两相α-β系统构造的结构功能框图；

图10是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中SSI+SBPF与SSI的输出阶跃响应对比波形图；

图11是本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置一种具体实施方式中SSI+SBPF与SSI的三次谐波响应对比波形图；

图中：10-有源电力滤波器控制装置，20-系统母线，30-级联型有源电力滤波器，40-H桥功率单元，50-负载，60-连接电抗，1-参考补偿电流计算单元，2-输出补偿电流控制单元，3-直流电压均衡控制单元，11-比例正弦信号积分单元，12-带通滤波单元。

具体实施方式

为了引用和清楚起见，将下文中使用的技术名词、简写或缩写记载如下：

APF：Active Power Filter（有源电力滤波器）

SBPF：Selective Band Pass Filter（选择性带通滤波器）

SSI：Sinusoidal Signal Integrator（正弦信号积分器）

P-SSI：Proportional-Sinusoidal Signal Integrator（比例-正弦信号积分器）

IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor（绝缘门极双极型晶体管）

CPS-SPWM：Carrier Phase Shifted Sinusoidal Pulse Width Modulation（载波移相正弦脉冲宽度调制）

SAPF：Shunt Active Power Filter（并联型有源电力滤波器）

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如附图1至附图11所示，给出了本发明一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法的具体实施例，下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

针对前述背景技术中提到的问题，本发明具体实施方式提供一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其控制方法。有源电力滤波器对谐波及无功电流检测的实时性及准确性要求非常高，影响电流检测性能的因素主要有检测算法的实时性、准确性及复杂程度。本发明具体实施方式描述的技术方案依据实时性、简单性、有效性的原则，提出了一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其控制方法，该装置及其控制方法通过检测母线电流，无需采用锁相环与低通滤波器，同时也无需要采用静止/同步坐标变换即可计算出实时准确的参考补偿电流，检测算法简单，易于实现。在补偿电流控制方面，将参考补偿电流与APF实际输出电流的差值应用于单相APF的交流侧电压控制，由此得出与参考补偿电流对应的输出参考电压，再通过载波移相脉冲宽度调试，实现补偿电流的准确跟踪。本发明具体实施方式描述的并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其控制方法对于补偿电流的控制算法简单、控制参数易整定，具有很好的通用性，大幅提高了控制的实时性、准确性及简单性完美结合。

如附图1所示，本发明并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置及其方法所应用的并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制系统在拓扑结构上包括：有源电力滤波器控制装置10、系统母线20、级联型有源电力滤波器30、H桥功率单元40、负载50和连接电抗60。单相的H桥功率单元40经过级联后，再通过连接电抗60并联于系统母线20。每个H桥功率单元40的结构完全相同，均为采用绝缘门极双极型晶体管（Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT）的单相全桥电路。每个H桥功率单元40直流侧的储能元件为电容。在实际应用中，直流侧需进一步并联放电电阻。在附图1中，u_s表示母线电压，i_s表示母线电流，i_f表示级联型有源电力滤波器30的交流侧输出电流，u_f表示APF的交流侧电压，V_{dc_i}表示H桥功率单元40的直流侧电压。

并联单相H桥级联型APF主要用于补偿负载产生的无功及谐波电流，其具体工作原理为：通过谐波及无功检测电路得到负载电流中的谐波及无功分量，将其取反即得到H桥级联型APF的参考补偿电流。通过输出补偿电流控制策略，使得APF输出电流准确跟踪参考补偿电流，从而实现谐波及无功电流补偿。由此可使电网电流的波形接近正弦，且呈现单位功率因数。

如附图2所示的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置的具体实施方式，包括：参考补偿电流计算单元1、输出补偿电流控制单元2和直流电压均衡控制单元3。直流电压均衡控制单元3检测级联型有源电力滤波器30的H桥功率单元40的直流侧电压V_{dc_i}，向输出补偿电流控制单元2输出参考电压信号的相位修正量Δδ_i，并向参考补偿电流计算单元1输出有功电流i_fd。参考补偿电流计算单元1检测系统母线20上的母线电流i_s，并对母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理和带通滤波处理后，根据瞬时无功功率计算得出参考补偿电流i_ref，再结合直流电压均衡控制单元3输出的有功电流i_fd，输出调整后的参考补偿电流i′_ref至输出补偿电流控制单元2。输出补偿电流控制单元2根据参考补偿电流计算单元1输出的调整后的参考补偿电流i′_ref和直流电压均衡控制单元3输出的参考电压信号的相位修正量Δδ_i，得出级联型有源电力滤波器30中每一个H桥功率单元40的参考电压信号

通过载波移相正弦脉冲宽度调制得出每个H桥功率单元40中开关器件的门级驱动信号，使得每个H桥功率单元40输出期望的交流电压。

如附图9所示，参考补偿电流计算单元1进一步包括比例正弦信号积分单元11和带通滤波单元12。比例正弦信号积分单元11对输入的母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理，形成两相α-β系统的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ。带通滤波单元12对比例正弦信号积分单元11输出的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行对基波无延时、无衰减的选择性带通滤波处理后，得到经过处理后的母线基波电流α轴分量i′_sα，和经过处理后的母线基波电流β轴分量i′_sβ，经过计算得到参考补偿电流i_ref，并根据参考补偿电流计算单元1输出的有功电流i_fd得到经过调整后的参考补偿电流i′_ref。本发明具体实施方式描述的技术方案中，加入具有选择性带通滤波的带通滤波单元12对虚拟的两相信号进行处理，是为了增强参考补偿电流计算单元1对谐波及直流偏置的抑制作用。如果仅仅采用比例正弦信号积分单元11，实际上也可以得出参考补偿电流，但是比例正弦信号积分单元11对采集信号中的直流偏置的抑制作用非常有限。采集信号中的直流偏置会恶化补偿性能。因此，需要进一步抑制采集信号中的直流偏置。本发明具体实施方式采用带通滤波单元12，它易于数字化实现，对直流偏置及谐波的抑制作用非常好，且不会对基波信号产生相移。

如附图3所示，比例正弦信号积分单元11的状态空间方程为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2k_i& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]i_s$

其中，x₁和x₂为状态变量，

和为状态变量的微分，i_s为母线电流，k_i为积分增益，w₀为谐振频率。

经过比例正弦信号积分单元11处理后的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα与母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\α}}\left(s\right)=\frac{2k_{i}s}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

经过比例正弦信号积分单元11处理后的虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ与母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\β}}\left(s\right)=\frac{2k_i{w}_0}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

其中，k_i为积分增益，w₀为谐振频率，s为复变量。

如附图8所示的带通滤波单元12进一步采用两输入-两输出结构，带通滤波单元12的传递函数为：

$H\left(s\right)=k\frac{(s+k)+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}$

其中，k为常数，w为截止频率，s为复变量，j为虚数单位。

上述经过调整后的参考补偿电流i′_ref进一步根据以下公式进行计算：

p=v_sαi′_sα+v_sβi′_sβ

$i_{\mathrm{sp}}=\frac{v_{\mathrm{s\α}}p}{v_{\mathrm{s\α}}^2+v_{\mathrm{s\β}}^2}$

i_shq=i_s-i_sp

i_ref=-K_fi_shq

i′_ref=i_ref+i_fd

其中，v_sα为虚拟母线基波电压的α轴分量，v_sβ为虚拟母线基波电压的β轴分量，i′_sα为经过处理后的母线基波电流α轴分量，i′_sβ为经过处理后的母线基波电流β轴分量，p为母线瞬时实功率，i_sp为单相母线电流基波有功分量，i_shq为母线电流中的谐波及无功分量，K_f为放大系数。

上述级联型有源电力滤波器30中每一个H桥功率单元40的参考电压信号

进一步根据以下公式进行计算：

$u_{\mathrm{fref}\_m_i}=\frac{u_s-L{f}_s(i_{\mathrm{ref}}-i_f)}{n}=U_{m_i}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i)$

其中，u_s为系统母线20上的母线电压，i_f为级联型有源电力滤波器30的交流侧输出电流，f_s为等效开关频率，n为H桥功率单元40的级联个数，为H桥功率单元40的参考电压信号幅值，ω为角频率，Δδ_i为参考电压信号的相位修正量，t为时间变量，i为H桥功率单元40的序号。

上述直流电压均衡控制单元3输出的有功电流i_fd进一步根据以下公式进行计算：

$i_{\mathrm{fd}}=k_a(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})+k_j\underset{0}{\overset{t}{\∫}}(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})\mathrm{dt}$

其中，V_dcref为H桥功率单元40直流电压之和的参考值，V_{dc_i}为H桥功率单元40的直流侧电压，k_a为比例增益，k_j为积分增益。

上述参考电压信号的相位修正量Δδ_i进一步根据以下公式进行计算：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i=k_c(\frac{V_{\mathrm{dcref}}}{n}-V_{\mathrm{dc}\_i})$

其中，V_dcref为H桥功率单元40直流电压之和的参考值，k_c为比例增益，n为H桥功率单元40的级联个数，V_{dc_i}为H桥功率单元40的直流侧电压。

一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法的具体实施方式，并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置包括：参考补偿电流计算单元1、输出补偿电流控制单元2和直流电压均衡控制单元3，该方法包括以下步骤：

直流电压均衡控制单元3检测级联型有源电力滤波器30的H桥功率单元40的直流侧电压V_{dc_i}，向输出补偿电流控制单元2输出参考电压信号的相位修正量Δδ_i，并向参考补偿电流计算单元1输出有功电流i_fd；

参考补偿电流计算单元1检测系统母线20上的母线电流i_s，并对母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理和带通滤波处理后，根据瞬时无功功率计算得出参考补偿电流i_ref，再结合直流电压均衡控制单元3输出的有功电流i_fd，输出调整后的参考补偿电流i'_ref至输出补偿电流控制单元2；

输出补偿电流控制单元2根据参考补偿电流计算单元1输出的调整后的参考补偿电流i′_ref和直流电压均衡控制单元3输出的参考电压信号的相位修正量Δδ_i，得出级联型有源电力滤波器30中每一个H桥功率单元40的参考电压信号

参考电压信号

通过载波移相正弦脉冲宽度调制得出每个H桥功率单元40中开关器件的门级驱动信号，使得每个H桥功率单元40输出期望的交流电压。

并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法进一步包括：参考补偿电流检测过程、输出补偿电流跟踪控制过程，以及直流侧电压均衡控制过程。具体控制过程的详细实现步骤如下所示：

（1）通过检测单相母线电流，构造虚拟两相基波电流。

设比例正弦信号积分单元11（Proportional Sinusoidal Signal Integrator，PSSI）的传递函数为：

$k_p+\frac{2k_{i}s}{s^2+w_0^2}---\left(1\right)$

式中k_p为比例增益，k_i为积分增益，w₀为谐振频率（w₀=100π），s复数域中拉普拉斯变换的复变量。

由式（1）可知，比例正弦信号积分单元11为二阶系统，其对应的状态空间方程为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]\·u---\left(2\right)$

由式（2）可知，在稳态条件下，状态变量x₁、x₂均为正弦信号，且幅值相等、相位相差90度。但是，由式（2）表示的系统为无阻尼系统，系统的稳定性无法满足要求。采用部分状态线性反馈镇定系统。令u=u′-x₁，式（2）可变为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2k_i& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]u^{\′}---\left(3\right)$

其中，x₁和x₂为状态变量，

和

为状态变量的微分，k_i为积分增益，w₀为谐振频率。

令状态方程（3）的输入为系统母线电流i_s，并取系统输出为x₁与-x₂，由此可将单相系统构造成两相α-β系统，两相系统中变量的相位差为90度。附图3和附图9中的输入信号是u′，即是i_s，之所以用u′表示输入，是沿用了状态方程的通用表示方法，在状态方程中，u′通常表示输入。而在本实施方式中，输入就是i_s，即：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\α}}=x_1\\ i_{\mathrm{s\β}}=-x_2\end{array}\right.---\left(4\right)$

i_sα与i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\α}}\left(s\right)=\frac{2k_{i}s}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}---\left(5\right)$

i_sβ与i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\β}}\left(s\right)=\frac{2k_i{w}_0}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}---\left(6\right)$

k_i取值不同时，式（5）对应的波特图如下附图4所示，阶跃响应如下附图5所示。式（6）对应的波特图如下附图6所示，阶跃响应如下附图7所示。

由附图4和附图6可知，比例正弦信号积分单元11对工频基波信号无延时、无衰减，但比例正弦信号积分单元11对谐波的抑制作用有限（α轴变量中谐波含量更高）。由附图5可知，α轴变量对直流偏置的抑制效果很好，但β轴变量对直流偏置的抑制效果很差。为提高参考补偿电流的计算精度，设计一种两输入-两输出且对基波无延时、无衰减的选择性带通滤波器（Selective Band Pass Filter，SBPF）对比例正弦信号积分单元11的输出信号进行滤波处理。

（2）两输入-两输出的选择性带通滤波器（SBPF）

带通滤波单元12采用两输入-两输出的选择性带通滤波器结构。

定义同步参考坐标系中的积分为：

$V_{\mathrm{xy}}\left(t\right)=e^{\mathrm{jwt}}\∫e^{-\mathrm{jwt}}{U}_{\mathrm{xy}}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(7\right)$

j为虚数单位，w为角频率，t为时间变量，U_xy(t)为变量U_xy随时间变化的函数。

将式（7）写为传递函数的形式：

$H\left(s\right)=\frac{s+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}---\left(8\right)$

在式（8）中引入常数k，将式（8）变为：

$H\left(s\right)=k\frac{(s+k)+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}---\left(9\right)$

式（9）即为两输入-两输出选择性带通滤波器的传递函数，w为截止频率。选择性带通滤波器的模拟结构如下附图8所示。

基于SSI与SBPF，可得单相至两相α-β系统的构造算法如下附图9所示。

在系统参数与激励一致的前提下，比例正弦信号积分单元11与附图9所示模块的性能对比如下附图10与附图11所示。附图10所示的模块激励为单位阶跃信号，“SSI输出”表示β轴变量，“SSI+SBPF输出”表示经SBPF滤波后的β轴变量。由附图10可知，经过SBPF滤波后，参考补偿电流提取算法对直流偏置具有很好的抑制作用。附图11所示模块激励为幅值为1的三次谐波，由图中可知，经SBPF滤波后，参考补偿电流提取算法的精度得到显著提高。

（3）计算参考补偿电流

经过上述的虚拟两相系统构造算法，可得单相母线电压与电流在α-β坐标系中的分量。依据瞬时无功功率理论，计算母线瞬时实功率。式（10）中v_sα和v_sβ是经过SSI+SBPF提取出来的虚拟母线基波电压的α轴分量与虚拟母线基波电压的β轴分量。

p=v_sαi′_sα+v_sβi′_sβ   （10）

式（10）中，v_sα为虚拟母线基波电压的α轴分量，v_sβ为虚拟母线基波电压的β轴分量，i′_sα为经过处理后的母线基波电流α轴分量，i′_sβ为经过处理后的母线基波电流β轴分量，i_sα为虚拟母线基波电流的α轴分量，i_sβ为虚拟母线基波电流的β轴分量。

单相母线电流基波有功分量：

$i_{\mathrm{sp}}=\frac{v_{\mathrm{s\α}}p}{v_{\mathrm{s\α}}^2+v_{\mathrm{s\β}}^2}---\left(11\right)$

母线电流中的谐波及无功分量：

i_shq=i_s-i_sp   （12）

参考补偿电流：

i_ref=-K_fi_shq   （13）

式（13）中，K_f为放大系数。K_f的选取需考虑系统稳定性及预期的滤波效果。

（4）计算单相级联APF交流侧参考电压，具体实施方式中的参考电流控制策略采用间接电流控制，因此，需要通过参考补偿电流计算出交流侧参考电压，再以参考电压作为调制信号进行正弦脉冲宽度调制，从而实现参考补偿电流的跟踪。

APF交流侧基尔霍夫电压方程：

$L\frac{{\mathrm{di}}_f}{\mathrm{dt}}=u_s-u_f---\left(14\right)$

交流侧参考电压：

u_fref=u_s-Lf_s(i_ref-i_f)   （15）

式（15）中，f_s为等效开关频率。

为实现稳定直流侧电压的控制目标，需对参考补偿电流进行调整，调整后的参考补偿电流为:

i′_ref=i_ref+i_fd   （16）

式（16）中，i_fd为直流电压均衡控制单元3的输出量，i_fd输出至参考补偿电流计算单元1用以实现级联型APF直流侧电压的稳定均衡控制。

$i_{\mathrm{fd}}=k_a(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})+k_j\underset{0}{\overset{t}{\∫}}(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})\mathrm{dt}$

其中，V_dcref为H桥功率单元40直流电压之和的参考值，V_{dc_i}为H桥功率单元40的直流侧电压，k_a为比例增益，k_j为积分增益，n为H桥功率单元40的级联个数。直流电压均衡控制单元3同时输出参考电压信号的相位修正量信号Δδ_i至输出补偿电流控制单元2。

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i=k_c(\frac{V_{\mathrm{dcref}}}{n}-V_{\mathrm{dc}\_i})$

由式15中的参考电压信号可得每一个H桥功率单元40的参考电压为：

$u_{\mathrm{fref}\_m_i}=\frac{u_s-L{f}_s(i_{\mathrm{ref}}-i_f)}{n}=U_{m_i}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i)$

其中，u_s为系统母线20上的母线电压，i_f为级联型有源电力滤波器30的交流侧输出电流，f_s为等效开关频率，n为H桥功率单元40的级联个数，

为H桥功率单元40的参考电压信号幅值，ω为角频率，Δδ_i为参考电压信号的相位修正量。

在计算出每个H桥功率单元40的参考电压后，可通过载波移相正弦脉冲宽度调制得出每个H桥功率单元40中开关器件的门级驱动信号，由此可使得各H桥功率单元输出期望的交流电压。载波移相调制通过将多路载波按顺序互相错开一定的角度，再将各路载波与调制波进行比较，实现正弦脉冲宽度调制。

本发明具体实施方式描述的技术方案为适应高压大容量的现场应用工况，仅需检测母线电流，无需负载电流信号。控制方法实现无需采用锁相环与低通滤波器，同时也无需要采用静止/同步坐标变换即可计算出实时准确的参考补偿电流，检测方式简单，易于实现。针对SSI对谐波及直流偏置的抑制作用有限这一特点，具体实施方式通过设计一种两输入-两输出的选择性带通滤波器对SSI的输出信号进行滤波，极大地改善了参考补偿电流提取算法的精度。在补偿电流控制方面，将参考补偿电流与APF实际输出电流的差值应用于单相APF的交流侧电压控制，由此得出与参考补偿电流对应的输出参考电压，再通过载波移相脉冲宽度调试，实现补偿电流的准确跟踪。本发明具体实施方式描述的技术方案补偿电流控制算法简单、控制参数易整定，具有很好的通用性。影响有源电力滤波器补偿性能的另一个重要因素是输出补偿电流控制策略，输出补偿电流控制策略直接影响有源电力滤波器的补偿精度及运行稳定性。本发明具体实施方式采取一种简单的计算方法，在每一个采样周期内，将参考补偿电流转换为等效的输出电压，并基于载波移相正弦脉冲宽度调制，实现补偿电流的准确输出。针对直流侧电压控制的难题，通过将单相直流电压整体控制与单个模块直流电压控制相结合，实现直流电压均衡控制。通过优化直流电压控制环节的比例增益及时间常数，减小了直流电压控制环节与参考补偿电流提取及输出电流控制环节之间的相互影响，进一步提升了有源电力滤波器的补偿性能。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的方法而言，由于其与实施例公开的装置相对应，反之亦然，所以相关部分的相应描述可以相互参见即可。

专业人员还可以进一步意识到，结合本发明中所公开的实施例描述的各示例的单元及步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器（RAM）、内存、只读存储器（ROM）、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、各种可编程逻辑器件、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或本技术领域内所公知的任意其他形式的存储介质中。执行软件模块的处理器可以是中央处理器（CPU）、嵌入式处理器、微控制器（MCU）、数字信号处理器（DSP）、单片机、片上系统（SOC）、可编程逻辑器件，以及本技术领域内所公知的任意其他形式的具有控制、处理功能的器件。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神实质和技术方案的情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同替换、等效变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (18)

1.一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，包括：参考补偿电流计算单元（1）、输出补偿电流控制单元（2）和直流电压均衡控制单元（3）；所述直流电压均衡控制单元（3）检测级联型有源电力滤波器（30）的H桥功率单元（40）的直流侧电压V_{dc_i}，向所述输出补偿电流控制单元（2）输出参考电压信号的相位修正量Δδ_i，并向所述参考补偿电流计算单元（1）输出有功电流i_fd；所述参考补偿电流计算单元（1）检测系统母线（20）上的母线电流i_s，并对母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理和带通滤波处理后，根据瞬时无功功率计算得出参考补偿电流i_ref，再结合所述直流电压均衡控制单元（3）输出的有功电流i_fd，输出调整后的参考补偿电流i'_ref至所述输出补偿电流控制单元（2）；所述输出补偿电流控制单元（2）根据所述参考补偿电流计算单元（1）输出的调整后的参考补偿电流i′_ref和所述直流电压均衡控制单元（3）输出的参考电压信号的相位修正量Δδ_i，得出级联型有源电力滤波器（30）中每一个H桥功率单元（40）的参考电压信号

并基于载波移相脉冲宽度调制输出每个H桥功率单元（40）中开关器件的门级驱动信号，使得每个H桥功率单元（40）输出期望的交流电压。

2.根据权利要求1所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于：所述参考补偿电流计算单元（1）还包括比例正弦信号积分单元（11）和带通滤波单元（12），所述比例正弦信号积分单元（11）对输入的母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理，形成两相α-β系统的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ；所述带通滤波单元（12）对所述比例正弦信号积分单元（11）输出的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行对基波无延时、无衰减的选择性带通滤波处理后，得到经过处理后的母线基波电流α轴分量i′_sα，和经过处理后的母线基波电流β轴分量i′_sβ，经过计算得到参考补偿电流i_ref，并根据所述直流电压均衡控制单元（3）输出的有功电流i_fd得到经过调整后的参考补偿电流i′_ref。

3.根据权利要求2所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，所述比例正弦信号积分单元（11）的状态空间方程为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2k_i& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]i_s$

其中，x₁和x₂为状态变量，和

为状态变量的微分，i_s为母线电流，k_i为积分增益，w₀为谐振频率。

4.根据权利要求3所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，经过所述比例正弦信号积分单元（11）处理后的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα与所述母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\α}}\left(s\right)=\frac{2k_{i}s}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

经过所述比例正弦信号积分单元（11）处理后的虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ与所述母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\β}}\left(s\right)=\frac{2k_i{w}_0}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

其中，k_i为积分增益，w₀为谐振频率，s为复变量。

5.根据权利要求2至4中任一权利要求所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，所述带通滤波单元（12）采用两输入-两输出结构，所述带通滤波单元（12）的传递函数为：

$H\left(s\right)=k\frac{(s+k)+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}$

其中，k为常数，w为截止频率，s为复变量。

6.根据权利要求5所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，所述经过调整后的参考补偿电流i′_ref根据以下公式进行计算：

p=v_sαi′_sα+v_sβi′_sβ

$i_{\mathrm{sp}}=\frac{v_{\mathrm{s\α}}p}{v_{\mathrm{s\α}}^2+v_{\mathrm{s\β}}^2}$

i_shq=i_s-i_sp

i_ref=-K_fi_shq

i′_ref=i_ref+i_fd

其中，v_sα为虚拟母线基波电压的α轴分量，v_sβ为虚拟母线基波电压的β轴分量，i′_sα为经过处理后的母线基波电流α轴分量，i′_sβ为经过处理后的母线基波电流β轴分量，p为母线瞬时实功率，i_sp为单相母线电流基波有功分量，i_shq为母线电流中的谐波及无功分量，K_f为放大系数。

7.根据权利要求1、2、3、4、6中任一权利要求所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，所述级联型有源电力滤波器（30）中每一个H桥功率单元（40）的参考电压信号

根据以下公式进行计算：

$u_{\mathrm{fref}\_m_i}=\frac{u_s-L{f}_s(i_{\mathrm{ref}}-i_f)}{n}=U_{m_i}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i)$

其中，u_s为系统母线（20）上的母线电压，i_f为级联型有源电力滤波器（30）的交流侧输出电流，f_s为等效开关频率，n为H桥功率单元（40）的级联个数，

为H桥功率单元（40）的参考电压信号幅值，ω为角频率，Δδ_i为参考电压信号的相位修正量。

8.根据权利要求7所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，所述直流电压均衡控制单元（3）输出的有功电流i_fd根据以下公式进行计算：

$i_{\mathrm{fd}}=k_a(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})+k_j\underset{0}{\overset{t}{\∫}}(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})\mathrm{dt}$

其中，V_dcref为H桥功率单元（40）直流电压之和的参考值，V_{dc_i}为H桥功率单元（40）的直流侧电压，k_a为比例增益，k_j为积分增益。

9.根据权利要求8所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置，其特征在于，所述参考电压信号的相位修正量Δδ_i根据以下公式进行计算：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i=k_c(\frac{V_{\mathrm{dcref}}}{n}-V_{\mathrm{dc}\_i})$

其中，V_dcref为H桥功率单元（40）直流电压之和的参考值，k_c为比例增益，n为H桥功率单元（40）的级联个数，V_{dc_i}为H桥功率单元（40）的直流侧电压。

10.一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，所述并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制装置包括：参考补偿电流计算单元（1）、输出补偿电流控制单元（2）和直流电压均衡控制单元（3），所述控制方法包括以下步骤：

所述直流电压均衡控制单元（3）检测级联型有源电力滤波器（30）的H桥功率单元（40）的直流侧电压V_{dc_i}，向所述输出补偿电流控制单元（2）输出参考电压信号的相位修正量Δδ_i，并向所述参考补偿电流计算单元（1）输出有功电流i_fd；

所述参考补偿电流计算单元（1）检测系统母线（20）上的母线电流i_s，并对母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理和带通滤波处理后，根据瞬时无功功率计算得出参考补偿电流i_ref，再结合所述直流电压均衡控制单元（3）输出的有功电流i_fd，输出调整后的参考补偿电流i′_ref至所述输出补偿电流控制单元（2）；

所述输出补偿电流控制单元（2）根据所述参考补偿电流计算单元（1）输出的调整后的参考补偿电流i′_ref和所述直流电压均衡控制单元（3）输出的参考电压信号的相位修正量Δδ_i，得出级联型有源电力滤波器（30）中每一个H桥功率单元（40）的参考电压信号

参考电压信号

通过载波移相正弦脉冲宽度调制得出每个H桥功率单元（40）中开关器件的门级驱动信号，使得每个H桥功率单元（40）输出期望的交流电压。

11.根据权利要求10所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于：所述参考补偿电流计算过程还包括比例正弦信号积分步骤和带通滤波步骤，所述比例正弦信号积分步骤包括对输入母线电流i_s进行比例正弦信号积分处理，形成两相α-β系统的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ；所述带通滤波步骤包括对虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行对基波无延时、无衰减的选择性带通滤波处理后，得到经过处理后的母线基波电流α轴分量i′_sα，和经过处理后的母线基波电流β轴分量i′_sβ，经过计算得到参考补偿电流i_ref，并根据所述参考补偿电流计算单元（1）输出的有功电流i_fd得到经过调整后的参考补偿电流i'_ref。

12.根据权利要求11所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，所述比例正弦信号积分步骤根据以下状态空间方程对输入的母线电流i_s进行处理：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2k_i& w_0\\ -w_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}2k_i\\ 0\end{array}\right]i_s$

其中，x₁和x₂为状态变量，

和

为状态变量的微分，i_s为母线电流，k_i为积分增益，w₀为谐振频率。

13.根据权利要求12所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，在所述比例正弦信号积分步骤中，虚拟母线基波电流α轴分量i_sα与母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\α}}\left(s\right)=\frac{2k_{i}s}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

在所述比例正弦信号积分步骤中，虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ与母线电流i_s之间的传递函数为：

$H_{\mathrm{\β}}\left(s\right)=\frac{2k_i{w}_0}{s^2+2k_{i}s+w_0^2}$

其中，k_i为积分增益，w₀为谐振频率，s为复变量。

14.根据权利要求13所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，所述带通滤波步骤根据以下传递函数对输入的虚拟母线基波电流α轴分量i_sα和虚拟母线基波电流β轴分量i_sβ进行带通滤波处理：

$H\left(s\right)=k\frac{(s+k)+\mathrm{jw}}{s^2+w^2}$

其中，k为常数，w为截止频率，s为复变量。

15.根据权利要求10至14中任一权利要求所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，调整后的参考补偿电流i′_ref计算过程包括以下步骤：

根据p=v_sαi′_sα+v_sβi′_sβ，计算母线瞬时实功率p；

根据

计算单相母线电流基波有功分量i_sp；

根据i_shq=i_s-i_sp，计算母线电流中的谐波及无功分量i_shq；

根据i_ref=-K_fi_shq，计算参考补偿电流i_ref；

根据i′_ref=i_ref+i_fd，计算经过调整后的参考补偿电流i'_ref；

其中，v_sα为虚拟母线基波电压的α轴分量，v_sβ为虚拟母线基波电压的β轴分量，i′_sα为经过处理后的母线基波电流α轴分量，i′_sβ为经过处理后的母线基波电流β轴分量，p为母线瞬时实功率，i_sp为单相母线电流基波有功分量，i_shq为母线电流中的谐波及无功分量，K_f为放大系数。

16.根据权利要求15所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，所述直流电压均衡控制单元（3）输出的有功电流i_fd根据以下公式进行计算：

$i_{\mathrm{fd}}=k_a(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})+k_j\underset{0}{\overset{t}{\∫}}(V_{\mathrm{dcref}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{dc}\_i})\mathrm{dt}$

其中，V_dcref为H桥功率单元（40）直流电压之和的参考值，V_{dc_i}为H桥功率单元（40）的直流侧电压，n为H桥功率单元（40）的级联个数，k_a为比例增益，k_j为积分增益。

17.根据权利要求10、11、12、13、14、16中任一权利要求所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，所述级联型有源电力滤波器（30）中每一个H桥功率单元（40）的参考电压信号

根据以下公式进行计算：

$u_{\mathrm{fref}\_m_i}=\frac{u_s-L{f}_s(i_{\mathrm{ref}}-i_f)}{n}=U_{m_i}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i)$

其中，v_sβ为系统母线（20）上的母线电压，i_f为级联型有源电力滤波器（30）的交流侧输出电流，f_s为等效开关频率，n为H桥功率单元（40）的级联个数，

为H桥功率单元（40）的参考电压信号幅值，ω为角频率，Δδ_i为参考电压信号的相位修正量。

18.根据权利要求17所述的一种并联单相H桥级联型有源电力滤波器控制方法，其特征在于，所述参考电压信号的相位修正量Δδ_i根据以下公式进行计算：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_i=k_c(\frac{V_{\mathrm{dcref}}}{n}-V_{\mathrm{dc}\_i})$

其中，V_dcref为H桥功率单元（40）直流电压之和的参考值，k_c为比例增益，n为H桥功率单元（40）的级联个数，V_{dc_i}为H桥功率单元（40）的直流侧电压。

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