CN104104251B - 一种基于ssr-kdf的并网逆变器的鲁棒控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法。将PI控制的直流母线电压控制环输出信号作为并网逆变器输出电流的参考值；从并网逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，作为并网逆变器控制器的输入信号，输入并网逆变器控制器；经计算后输出得到并网逆变器的间接控制信号；将逆变器的输出电流参考值和并网逆变器的间接控制信号相减，得到逆变器的实际控制量，对并网逆变器进行控制。本发明提高系统的运行稳定性，避免因系统结构不确定性等因素导致的停机故障；提高并网电能质量，有效降低并网逆变器输出电能的谐波畸变。

Description

一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法

技术领域

本发明涉及一种逆变器控制方法，尤其是涉及一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法。

背景技术

新能源分布式发电技术的日益发展，使得并网逆变器在电网中的渗透率逐渐增加。然而，由于构成并网逆变器的器件存在不平衡、老化等特点，以及新能源发电易受环境因素影响，导致并网逆变器系统具有明显的非线性和不确定性。这些问题不仅会对系统的稳定运行产生不利影响，而且会通过与电网的耦合，恶化局部电网的供电可靠性和电能质量。因此，迫切需要寻找一种提高鲁棒性、克服不确定因素影响的并网逆变器非线性控制策略。

本发明针对小功率(20kW)三相并网逆变器，基于三相桥式并网逆变器作为主电路拓扑结构，本发明方法应用于该逆变器的控制之中，见附图2。

新能源(如光伏阵列、燃料电池堆、风力发电系统等)作为输入直流电源接于并网逆变器正负极之间。电解电容C_dc作为输入的滤波电容并接于并网逆变器直流母线两端；逆变器每相桥臂分别由2个开关管S₁-S₂串联接于直流母线两端，每个开关管两端反并联一个二极管D₁-D₂，由每相桥臂的中点引出A、B、C三个相线，分别经由逆变器侧滤波电感L_i和滤波电容C构成的LC滤波器接入三相电网。

根据如图3的并网逆变器单相等效电路，得到如图4所示的系统控制框图，分析现有如图4所示的控制结构，得到该主电路拓扑结构的状态方程的模型，如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1=x_2\\ {\stackrel{\·}{x}}_2=f(x_1,x_2)-f_{\mathrm{KD}}+u\end{array}\right.$

式中，u、f(x₁,x₂)、f_KD分别为并网逆变器系统的控制量、未知动态、已知动态，x₁＝i＝z₁，x₂＝i'＝z₂，且有：

$\left\{\begin{array}{c}u=\frac{1}{L_i{R}_{g}C}{u}_i\\ f(x_1,x_2)=-\frac{R_i{R}_{g}C+L_i}{L_i{R}_{g}C}{x}_2-\frac{R_i+R_g}{L_i{R}_{g}C}{x}_1+w\\ f_{\mathrm{KD}}=\frac{1}{L_i{R}_{g}C}{u}_g\end{array}\right.$

如图4中，L_i、R_i为逆变器侧滤波电感及其等效电阻；C为滤波电容；R_g为电网侧等效电阻；u_i、u_c、u_g和i_i、i_c、i别为逆变器侧、电容侧和电网侧的电压、电流，w为系统结构或参数不确定性。

上式为并网逆变器在实际工况下的模型，该模型是实现逆变器控制的重要理论依据。

根据上节中得出的并网逆变器数学模型可知，由于受到开关器件及LC滤波器组成元件的非线性特性的影响，数学模型中的w为复杂非线性时变函数，因此依赖于被控系统精确模型的自适应、鲁棒、变结构等非线性控制方法已无法实现对实际系统的精确可靠控制。设计一种不依赖于系统精确数学模型，能够提高系统鲁棒性，且能够抵御不确定性的并网逆变器控制方法，以代替现有的控制方法，实现逆变器的有效控制，便成为了目前亟需解决的问题。

发明内容

为解决上述问题，本发明提出一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，以达到优化逆变器输出电流波形质量、提高系鲁棒性的目的。本发明是一种保证系统稳定运行、提高系统鲁棒性的并网逆变器SSR控制方法，有效改善新能源并网发电系统的非线性和易受环境等不确定性因素影响的缺点。为减小SSR控制器负担，提出电网电压权值反馈的KDF控制方法，消除电网谐波、电压瞬变等不利因素对控制系统稳定性的影响。

本发明的技术方案采用如下步骤：

1)对并网逆变器进行控制，将PI控制的直流母线电压控制环输出信号作为并网逆变器输出电流的参考值；

2)然后从并网逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，作为并网逆变器控制器的输入信号，输入并网逆变器控制器；

3)经计算后输出得到并网逆变器的间接控制信号；

4)将逆变器的输出电流参考值和并网逆变器的间接控制信号相减，得到逆变器的实际控制量，对并网逆变器进行控制。

所述的步骤1)中的并网逆变器输出电流的参考值i^*采用以下公式通过PI控制的直流母线电压控制环输出信号得到：

$i^{*}=K_p(u_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{dc}}^{*})+K_i\∫(u_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{dc}}^{*})\mathrm{dt}$

其中，K_p为PI控制器的比例系数，K_i为PI控制器的积分系数，u_dc为直流母线电压实际值，为直流母线电压参考值，t为时间。

所述的步骤2)中的并网逆变器输出电流实际值的微分信号z₂通过线性扩张状态观测器采用以下公式进行提取：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-i\\ z_1(k+1)=z_1\left(k\right)+h(z_2\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e)\\ z_2(k+1)=z_2\left(k\right)+h(-{\mathrm{\β}}_{2}e+u)\end{array}\right.$

其中，i为并网逆变器输出电流实际值，z₁为并网逆变器输出电流实际值i的跟踪值，z₂为并网逆变器输出电流实际值i的微分信号，e为z₁与i之差，β₁、β₂为第一、第二待调参数，u为控制并网逆变器的实际控制量，h为采样周期，k表示第k步运算。

所述的步骤3)中的并网逆变器的间接控制信号u₀采用以下公式进行计算得到：

u₀＝-(g(z₁,z₂)-f_KD)·sat(l(z₁,z₂))

其中，f_KD为系统已知动态，sat(·)为饱和函数，上述输出电流控制函数g(z₁,z₂)采用以下公式计算：

g(z₁,z₂)＝2×10³|z₂|+|2×10⁶z₁+1.2×10⁸z₂|

z₁为并网逆变器输出电流实际值i的跟踪值，z₂为并网逆变器输出电流实际值i的微分信号；

上述输出电流区域函数λ(z₁,z₂)采用以下公式计算：

$\mathrm{\&lambda;}(z_1,z_2)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{z_2-h_0\left(z_1\right)}{h_{+}\left(z_1\right)-h_0\left(z_1\right)},& z_2>h_0\left(z_1\right)\\ 0,& z_2=h_0\left(z_1\right)\\ \frac{z_2-h_0\left(z_1\right)}{h_0\left(z_1\right)-h_{-}\left(z_1\right)},& z_2<h_0\left(z_1\right)\end{array}\right.$

其中，输出电流均值函数h₀、输出电流上界函数h₊和输出电流下界函数h_-分别采用以下公式进行计算：

$\left\{\begin{array}{c}{h}_0\left(z_1\right)=-1\&times;{10}^3\mathrm{sat}\left(z_1\right)\\ h_{+}\left(z_1\right)=h_0\left(z_1\right)+0.5\&times;{10}^3\left|\mathrm{sat}\left(z_1\right)\right|\\ h_{-}\left(z_1\right)=h_0\left(z_1\right)-0.5\&times;{10}^3\left|\mathrm{sat}\left(z_1\right)\right|\end{array}\right..$

所述的步骤4)中的并网逆变器的实际控制量u采用以下公式进行提取：

u＝i^*-u₀

其中，u₀为并网逆变器的间接控制信号，i^*为并网逆变器输出电流的参考值。

所述的系统已知动态f_KD采用以下公式进行计算：

fKD＝u_g/L_iR_gC

其中u_g为电网电压，L_i为并网逆变器侧滤波电感及其等效电阻，C为滤波电容的电容值，R_g为电网侧等效电阻的阻值。

所述的直流母线电压参考值取500V。

本发明的有益效果是：

1、本发明通过在直流母线电压外环施加程中常用的PI控制器，即可获得逆变器输出电流的参考值，有效降低了鲁棒非线性控制方法设计的难度。

2、本发明通过高增益线性扩张状态观测器不仅能够提取并网逆变器输出电流的跟踪值，还可以提取并网逆变器输出电流的微分信号，为后续基于SSR-KDF的鲁棒控制方法的设计工作奠定了基础。

3、本发明不仅具有方便实现的优点，而且具有较强的系统冗余性，当系统结构或参数放生变化时，本发明提出的控制方法可以保证系统的稳定性和鲁棒性。

4、本发明可实现并网逆变器模型中可以确知的动态特性的实时补偿，从而减小基于SSR-KDF的鲁棒控制方法的控制负担，同时有助于抑制电网谐波扰动，提高系统输出电能质量。

附图说明

图1为本发明方法的控制流程逻辑图。

图2为本发明背景技术的系统拓扑结构图。

图3为本发明并网逆变器单相等效电路图。

图4为本发明并网逆变器的控制结构框图。

图5为实施例满载(20kW)下输出电流波形实验截图。

图6为实施例轻载(1kW)下输出电流波形实验截图。

图7为实施例突加扰动时并网逆变器动态波形的实验截图。

图8为实施例输入功率突变时并网逆变器动态波形的实验截图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

如图1所示，本发明方法包括以下步骤：

1)对并网逆变器进行控制，将PI控制的直流母线电压控制环输出信号作为并网逆变器输出电流的参考值；

2)然后从并网逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，作为并网逆变器控制器的输入信号，输入并网逆变器控制器；

3)经计算后输出得到并网逆变器的间接控制信号；

4)将逆变器的输出电流参考值和并网逆变器的间接控制信号相减，得到逆变器的实际控制量，对并网逆变器进行控制。

上述步骤1)中的并网逆变器输出电流的参考值i^*采用以下公式通过PI控制的直流母线电压控制环输出信号得到：

$i^{*}=K_p(u_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{dc}}^{*})+K_i\&Integral;(u_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{dc}}^{*})\mathrm{dt}$

其中，K_p为PI控制器的比例系数，K_i为PI控制器的积分系数，u_dc为直流母线电压实际值，为直流母线电压参考值，t为时间。

上述步骤2)中的并网逆变器输出电流实际值的微分信号z₂通过线性扩张状态观测器采用以下公式进行提取：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-i\\ z_1(k+1)=z_1\left(k\right)+h(z_2\left(k\right)-{\mathrm{\&beta;}}_{1}e)\\ z_2(k+1)=z_2\left(k\right)+h(-{\mathrm{\&beta;}}_{2}e+u)\end{array}\right.$

其中，i为并网逆变器输出电流实际值，z₁为并网逆变器输出电流实际值i的跟踪值，z₂为并网逆变器输出电流实际值i的微分信号，e为z₁与i之差，β₁、

β₂为第一、第二待调参数，u为控制并网逆变器的实际控制量，h为采样周期，k表示第k步运算；在第一次计算并网逆变器输出电流实际值的微分信号z₂时，控制并网逆变器的实际控制量u初始可设为0。

上述步骤3)中的并网逆变器的间接控制信号u₀采用以下公式进行计算得到：

u₀＝-(g(z₁,z₂)-f_KD)·sat(l(z₁,z₂))

其中，f_KD为系统已知动态，sat(·)为饱和函数，上述输出电流控制函数g(z₁,z₂)采用以下公式计算：

g(z₁,z₂)＝2×10³|z₂|+|2×10⁶z₁+1.2×10⁸z₂|

z₁为并网逆变器输出电流实际值i的跟踪值，z₂为并网逆变器输出电流实际值i的微分信号。

上述输出电流区域函数λ(z₁,z₂)采用以下公式计算：

$\mathrm{\&lambda;}(z_1,z_2)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{z_2-h_0\left(z_1\right)}{h_{+}\left(z_1\right)-h_0\left(z_1\right)},& z_2>h_0\left(z_1\right)\\ 0,& z_2=h_0\left(z_1\right)\\ \frac{z_2-h_0\left(z_1\right)}{h_0\left(z_1\right)-h_{-}\left(z_1\right)},& z_2<h_0\left(z_1\right)\end{array}\right.$

其中，输出电流均值函数h₀、输出电流上界函数h₊和输出电流下界函数h_-分别采用以下公式进行计算：

$\left\{\begin{array}{c}{h}_0\left(z_1\right)=-1\&times;{10}^3\mathrm{sat}\left(z_1\right)\\ h_{+}\left(z_1\right)=h_0\left(z_1\right)+0.5\&times;{10}^3\left|\mathrm{sat}\left(z_1\right)\right|\\ h_{-}\left(z_1\right)=h_0\left(z_1\right)-0.5\&times;{10}^3\left|\mathrm{sat}\left(z_1\right)\right|\end{array}\right..$

上述步骤4)中的并网逆变器的实际控制量u采用以下公式进行提取：

u＝i^*-u₀

其中，u₀为并网逆变器的间接控制信号，i^*为并网逆变器输出电流的参考值。

上述系统已知动态f_KD采用以下公式进行计算：

fKD＝u_g/L_iR_gC

其中u_g为电网电压，L_i为并网逆变器侧滤波电感及其等效电阻，C为滤波电容的电容值，R_g为电网侧等效电阻的阻值。

上述直流母线电压参考值取500V。

本发明的步骤1)提取并网逆变器输出电流的参考值。通过在直流母线电压外环施加程中常用的PI控制器，即可获得逆变器输出电流的参考值，有效降低了鲁棒非线性控制方法设计的难度。

本发明的步骤2)高增益线性扩张状态观测器不仅能够提取并网逆变器输出电流的跟踪值，还可以提取并网逆变器输出电流的微分信号，为后续基于SSR-KDF的鲁棒控制方法的设计工作奠定了基础。

本发明的步骤3)是一种高效非线性控制律。本发明的控制律不仅具有方便实现的优点，而且具有较强的系统冗余性，当系统结构或参数放生变化时，本发明提出的控制方法可以保证系统的稳定性和鲁棒性。

本发明的步骤4)是一种已知动态特性反馈补偿器，用于实现并网逆变器模型中可以确知的动态特性的实时补偿，从而减小基于SSR-KDF的鲁棒控制方法的控制负担，同时有助于抑制电网谐波扰动，提高系统输出电能质量。

本发明提出的SSR-KDF控制方法的控制流程逻辑图，见附图1。图1中，为LC滤波器滤波电感Li的传递函数，为LC滤波器滤波电容C的传递函数，为电网侧等效电阻Rg的传递函数，sgn(·)为符号函数。

本发明基于工程中应用最为广泛的三相桥式并网逆变器作为主电路拓扑结构，见附图2。

本发明的具体实施例如下：

在20kW三相并网逆变器样机上对本发明提出的控制方法进行了实验。试验参数如下表1所示。

表1

通过示波器检测实验波形，通过精确功率分析仪分析实验数据，采用本发明提出的控制方法，所得实验数据：THD<1.5％(满载，20kW)，故障概率(测试时逆变器不间断运行10天，停机时间与总时间之比)小于2.5％。

实验截图如下：

(1)逆变器稳定运行时，分别在满载(20kW)和轻载(1kW)下检测逆变器输出电流波形，满载(20kW)如下图5所示，轻载(1kW)如图6所示。由图5、图6可以看出：本发明提出的逆变器输出电流控制方法可以提高输出电流波形质量，减小电流波形畸变，有利于并网逆变器友好并网。

(2)逆变器输出电流突加扰动(通过调节公共耦合点处接入的其他器件，如交流负载、开关电源等，模拟并网逆变器实际运行时受到的干扰)时，检测逆变器输出电流波形，如图7所示。由图7可以看出：本发明提出的逆变器输出电流控制方法在突加扰动时，仍然可以稳定运行，保证了逆变器具有较好的鲁棒性，这表明本发明提出的逆变器控制方法可以提高并网逆变器抵抗未知扰动的不利影响。

(3)逆变器输入功率突变时，检测逆变器输出电流动态波形，如图8所示。由图8可以看出：本发明提出的并网逆变器输出电流控制方法在输入功率突变时，可以快速的过渡至新的稳态，过渡过程较快且无明显冲击或畸变，当外界环境发生变化时，可以提高并网逆变器运行的可靠性，避免因人为或环境因素导致的停机故障。

本发明是一种利用现代控制理论，并结合大量的仿真分析而得到的，不依赖于精确模型，可抑制并网逆变器不确定性的鲁棒非线性控制器。

上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，其特征在于包括以下步骤：

1)对并网逆变器进行控制，将PI控制的直流母线电压控制环输出信号作为并网逆变器输出电流的参考值；

2)然后从并网逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，作为并网逆变器控制器的输入信号，输入并网逆变器控制器；

3)经计算后输出得到并网逆变器的间接控制信号；

4)将逆变器的输出电流参考值和并网逆变器的间接控制信号相减，得到逆变器的实际控制量，对并网逆变器进行控制；

所述的步骤3)中的并网逆变器的间接控制信号u₀采用以下公式进行计算得到：

u₀＝-(g(z₁,z₂)-f_KD)·sat(λ(z₁,z₂))

其中，f_KD为系统已知动态，sat(·)为饱和函数，上述输出电流控制函数g(z₁,z₂)采用以下公式计算：

g(z₁,z₂)＝2×10³|z₂|+|2×10⁶z₁+1.2×10⁸z₂|

z₁为并网逆变器输出电流实际值i的跟踪值，z₂为并网逆变器输出电流实际值i的微分信号；

上述输出电流区域函数λ(z₁,z₂)采用以下公式计算：

$\mathrm{\&lambda;}(z_1,z_2)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{z_2-h_0\left(z_1\right)}{h_{+}\left(z_1\right)-h_0\left(z_1\right)},& z_2>h_0\left(z_1\right)\\ 0,& z_2=h_0\left(z_1\right)\\ \frac{z_2-h_0\left(z_1\right)}{h_0\left(z_1\right)-h_{-}\left(z_1\right)},& z_2<h_0\left(z_1\right)\end{array}\right.$

其中，输出电流均值函数h₀、输出电流上界函数h₊和输出电流下界函数h-分别采用以下公式进行计算：

$\left\{\begin{array}{c}{h}_0\left(z_1\right)=-1\&times;{10}^{3}sat\left(z_1\right)\\ h_{+}\left(z_1\right)=h_0\left(z_1\right)+0.5\&times;{10}^3\left|sat\right(z_1\left)\right|\\ h_{-}\left(z_1\right)=h_0\left(z_1\right)-0.5\&times;{10}^3\left|sat\right(z_1\left)\right|\end{array}\right..$

2.根据权利要求1所述的一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，其特征在于：所述的步骤1)中的并网逆变器输出电流的参考值i^*采用以下公式通过PI控制的直流母线电压控制环输出信号得到：

$i^{*}=K_p(u_{dc}-u_{dc}^{*})+K_i\&Integral;(u_{dc}-u_{dc}^{*})dt$

其中，K_p为PI控制器的比例系数，K_i为PI控制器的积分系数，u_dc为直流母线电压实际值，为直流母线电压参考值，t为时间。

3.根据权利要求1所述的一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，其特征在于：所述的步骤2)中的并网逆变器输出电流实际值的微分信号z₂通过线性扩张状态观测器采用以下公式进行提取：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-i\\ z_1(k+1)=z_1\left(k\right)+h\left(z_2\right(k)-{\mathrm{\&beta;}}_{1}e)\\ z_2(k+1)=z_2\left(k\right)+h(-{\mathrm{\&beta;}}_{2}e+u)\end{array}\right.$

其中，i为并网逆变器输出电流实际值，z₁为并网逆变器输出电流实际值i的跟踪值，z₂为并网逆变器输出电流实际值i的微分信号，e为z₁与i之差，β₁、β₂为第一、第二待调参数，u为控制并网逆变器的实际控制量，h为采样周期，k表示第k步运算。

4.根据权利要求1所述的一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，其特征在于：所述的步骤4)中的并网逆变器的实际控制量u采用以下公式进行提取：

u＝i^*-u₀

其中，u₀为并网逆变器的间接控制信号，i^*为并网逆变器输出电流的参考值。

5.根据权利要求1所述的一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，其特征在于：所述的系统已知动态f_KD采用以下公式进行计算：

f_KD＝u_g/L_iR_gC

其中u_g为电网电压，L_i为并网逆变器侧滤波电感及其等效电阻，C为滤波电容的电容值，R_g为电网侧等效电阻的阻值。

6.根据权利要求2所述的一种基于SSR-KDF的并网逆变器的鲁棒控制方法，其特征在于：所述的直流母线电压参考值取500V。