CN103840695B - 一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法，所述方法通过在并网逆变器控制器输入端所用的量测信号上施加扰动，实现了内外环控制参数的分步辨识，解决了以往无法解决的控制参数可辨识性问题，能够有效提高参数辨识的精度。并且，在耦合电感参数可以直接测量的情况下，本发明方法在整个参数辨识过程中不必使用优化算法，能够有效提高参数辨识的效率和准确性。

Description

一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法

技术领域

本发明涉及一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法，属于光伏发电领域。

背景技术

在太阳能发电领域，目前以光伏发电为主，且以大容量光伏电站接入输电网为主要形式，未来分布式光伏发电接入配电网或组成微网也有巨大的发展空间。

光伏发电系统主要由光伏面板和并网逆变器组成。光伏面板输出的电压受光照强度影响较大，是不稳定的直流电，必须通过逆变器将直流电变换为电压、频率稳定的交流电才能实现并网。在研究并网光伏发电系统与电网的交互影响时，准确的光伏发电系统模型是必不可少的。光伏面板模型方面已有较多的研究成果；并网逆变器的原理和模型结构清晰，但其动态性能主要取决于其控制参数的取值。目前，光伏发电系统的建模工作主要集中在逆变器模型的测试上，尤其是逆变器控制参数的辨识方面。由于逆变器生产厂家众多，逆变器控制参数辨识的工作量巨大。

光伏面板输出的电压受光照强度影响较大，是不稳定的直流电，必须通过逆变器将直流电变换为电压、频率稳定的交流电以实现并网。现有光伏并网逆变器一般采用双闭环控制，即采用电压外环、电流内环的控制结构。电压型三相桥式电压源逆变电路的结构如图1所示，图中直流侧电容C的两端连接光伏面板的输出端，V_dc是电容C两端电压，i_dc是电容输出电流；i_pv是光伏面板的输出电流；i_g为注入逆变器的电流；T1～T6为IGBT开关管；e_a、e_b和e_c为并网侧的电压；u_a、u_b和u_c为三相整流桥输入电压，i_a、i_b和i_c为输入电流。

并网逆变器的数学模型

对于直流电容：

$i_{dc}=-C\frac{{\mathrm{dV}}_{dc}}{dt}=i_g-i_{pv}---\left(1\right)$

对于逆变器：

$\{\begin{array}{c}{e}_a=u_a-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}\\ e_b=u_b-L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}\\ e_c=u_c-L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}\end{array}---\left(2\right)$

其中，耦合电感参数L为逆变器输出端滤波电感和升压变压器的总电感值(忽略了滤波电感和升压变压器的总电阻值)。对式(2)进行Park变换，将abc坐标系下的三相交流电流i_a、i_b、i_c转换成dq0坐标系下的直流电流i_d、i_q；u_a、u_b、u_c转换成dq0坐标系下的直流电压u_d、u_q；e_a、e_b、e_c转换成dq0坐标系下的直流电压e_d、e_q。从而得到dq0坐标系下的光伏并网逆变器模型：

$\{\begin{array}{c}{e}_d=u_d-L\frac{{\mathrm{di}}_d}{dt}+{\mathrm{\ωLi}}_q\\ e_q=u_q-L\frac{{\mathrm{di}}_q}{dt}-{\mathrm{\ωLi}}_d\end{array}---\left(3\right)$

控制器模型

光伏并网逆变器的控制框图如图2所示，其采用电压外环、电流内环的双闭环控制结构。电容电压V_dc与给定参考电压V_{dc_ref}比较后，经过电压外环PI控制器产生并网侧电流有功分量的参考值i_{d_ref}；逆变器为达到单位功率因数输出，因此设定无功分量的参考值i_{q_ref}＝0。将i_{d_ref}、i_{q_ref}与并网侧反馈值i_d、i_q比较后，经过电流内环PI控制器产生电压控制信号u_d、u_q。SVPWM模块根据u_d、u_q控制IGBT开关管开断从而产生交流电压输出。

电压外环的控制器模型为：

$\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dx}}_1}{dt}=V_{dc}-V_{dc\_ref}\\ i_{d\_ref}=K_{PU}(V_{dc}-V_{dc\_ref})+K_{IU}{x}_1\end{array}---\left(4\right)$

其中，x₁为中间变量；K_PU、K_IU分别为电压外环PI控制器的比例、积分系数。

电流内环控制器模型为：

$\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dx}}_2}{dt}=i_{d\_ref}-i_d\\ u_d=e_d-{\mathrm{\ωLi}}_q-K_{PI}(i_{d\_ref}-i_d)-K_{II}{x}_2\end{array}---\left(5\right)$

$\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dx}}_3}{dt}=i_{q\_ref}-i_q\\ u_q=e_q+{\mathrm{\ωLi}}_d-K_{PI}(i_{q\_ref}-i_q)-K_{II}{x}_3\end{array}---\left(6\right)$

其中，x₂、x₃为中间变量；K_PI、K_II分别为电流内环PI控制器的比例、积分环节系数。

在控制器模型(4)、(5)和(6)中，需要辨识的参数总共有5个，分别是：电压外环PI控制器的比例和积分系数[K_PU,K_IU]、电流内环PI控制器的比例和积分系数[K_PI,K_II]、耦合电感参数L。

由于内外环PI控制器之间存在级联，以往采用一次外部扰动同时辨识全部5个参数的方法会遇到参数可辨识性问题，辨识精度不高，且当采用随机搜索类优化算法时，辨识结果的稳定性也不高。

由于光伏并网逆变器的控制参数是整个光伏发电系统模型中的关键部分，因此准确辨识逆变器控制参数对于提高光伏发电系统以及光伏电站模型的动态精度有决定性作用。

发明内容

发明目的：本发明提出一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法，更加准确地辨识逆变器控制参数。

技术方案：本发明采用的技术方案为一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法，包括以下步骤：

1)利用阶跃扰动和正弦扰动分别辨识电压外环控制器的比例系数K_PU和积分系数K_IU；

2)利用正弦扰动分别辨识电流内环控制器的比例系数K_PI、积分系数K_II，与耦合电感参数L的比值；

3)测量逆变器中滤波电感和升压变压器的实际电感值，再按照步骤2)中的比值分别计算电流内环控制器的比例系数K_PI和积分系数K_II，若无法直接测量，则对虚拟电压量测信号施加三相跌落扰动，用PSO算法计算出耦合电感参数L的数值，再根据所得的耦合电感参数L以及步骤2)中的比值计算比例系数K_PI、积分系数K_II。

步骤1)中首先采用大功率直流稳压电源替代光伏面板；并网侧电压、电流取真实量测信号；电容电压量测信号V_dc由可编程直流电源代替；设定虚拟量测信号V_dc＝V_{dc_ref}(V_{dc_ref}为电容电压的控制目标值)，启动逆变器。

接着在虚拟量测信号V_dc叠加持续时间T、幅度为ΔV_dc1的短时阶跃扰动；根据扰动后的稳态电流i_d00＝K_IUΔV_dc1T计算出K_IU。

再次在虚拟量测信号V_dc上叠加幅度为ΔV_dc2、频率f＝2Hz的正弦变化扰动；根据实测电流i_d求出K_PUsin(4πt)＝(i_d-i_d0)/ΔV_dc2+K_IU(cos4πt-1)/4π，对求出含谐波曲线K_PUsin(4πt)做FFT(快速傅里叶变换)，2Hz分量的幅值即为K_PU。步骤2)中首先屏蔽并网侧电压和电容电压的量测信号变化，对虚拟并网侧电流量测信号叠加幅度为A、频率f＝2Hz的q轴分量正弦扰动。接着对扣除稳态直流分量i_d0后的实测含谐波i_d变化曲线做FFT。在该FFT结果中的直流分量即为AK_II/4πL；对于2Hz分量，在t＝0.125s时刻的数值即为AK_IP/L。

有益效果：本发明提出了一种光伏并网逆变器控制参数的分步辨识方法。所述方法通过在并网逆变器控制器输入端所用的量测信号上施加扰动，实现了内外环控制参数的分步辨识，解决了以往无法解决的控制参数可辨识性问题，能够有效提高参数辨识的精度。并且，在耦合电感参数可以直接测量的情况下，本发明方法在整个参数辨识过程中不必使用优化算法，能够有效提高参数辨识的效率和准确性。

附图说明

图1是现有光伏并网逆变器的结构图；

图2是现有并网逆变器的控制框图；

图3是本发明提出的光伏并网逆变器控制参数分步辨识方法的流程图；

图4是电容电压虚拟量测信号V_dc的短时阶跃扰动波形；

图5是虚拟量测信号V_dc短时阶跃扰动经PI控制器后的理想输出；

图6是虚拟量测信号V_dc短时阶跃扰动下逆变器d轴电流的真实输出；

图7是虚拟量测信号V_dc正弦扰动下逆变器d轴电流的真实输出；

图8是虚拟量测信号V_dc正弦扰动下外环控制分量K_PUsin(4πt)的响应曲线；

图9是虚拟量测信号V_dc正弦扰动下外环控制分量K_PUsin(4πt)响应曲线的FFT结果；

图10是实现屏蔽并网侧电压量测信号变化的电路原理图；

图11是在虚拟电流量测信号上实施q轴电流分量正弦扰动的电路原理图；

图12是虚拟q轴电流量测信号正弦扰动下逆变器d轴电流的真实输出；

图13是虚拟q轴电流量测信号正弦扰动下逆变器d轴电流真实输出的FFT的幅频结果；

图14是虚拟q轴电流量测信号正弦扰动下逆变器d轴电流真实输出的FFT的相频结果；

图15是详细模型与辨识模型在虚拟电压跌落扰动下的有功响应曲线对比；

图16是详细模型与辨识模型在虚拟电压跌落扰动下的无功响应曲线对比。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等同形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

由于并网逆变器采用双闭环控制，内外环PI控制器处于级联状态，以往单纯采用一次并网侧电压跌落扰动或控制参考值阶跃扰动的方法无法解决参数不可唯一辨识的问题。本发明提出的参数辨识方法是在二次侧量测信号上施加扰动(或同时屏蔽其他电气量的扰动)，可以实现的扰动形式较为丰富，并且可以实现内外环PI控制器参数的分步辨识，从而能够解决参数的可辨识性问题。

本发明所提出的参数分步辨识的流程如图3所示。

本发明使用Matlab2013b软件所提供的光伏并网逆变器详细模型进行说明，待辨识参数的真值如表1所示。

表1光伏并网逆变器控制参数真实值

详细的参数辨识过程如下：

1.步骤1：辨识电压外环控制器参数[K_PU,K_IU]的数值

(1)步骤1-1：对于实际的光伏并网逆变器，应该使用较大功率的直流稳压电源替代光伏面板接于逆变器直流侧电容两端，以满足参数辨识过程中逆变器输出功率的变化；并网端的电压、电流为真实的量测信号；使用可编程直流稳压电源的输出替代电容电压量测信号V_dc。设定V_dc＝V_{dc_ref}＝500V，根据式(4)，此时逆变器输出电流d轴分量i_d＝0，即此时不输出有功功率。

(2)步骤1-2：设置虚拟量测信号V_dc阶跃至505V，即ΔV_dc1＝5V＝0.01p.u.，持续时间T＝0.05s后恢复到500V，波形如图4所示。经过该扰动后，由直流稳压电源供电的逆变器开始向外输出有功功率。用于参数辨识的逆变器响应观测量选为i_d。

该扰动经过PI控制器的理想输出如图5所示。图中标出了输出曲线i_d各段与输入信号和控制器参数之间的关系，理论上根据图5就可以求得控制参数[K_PU,K_IU]。但是，在计及电力电子器件动态时i_d输出如图6所示，从图中可以看到，实际输出i_d中的谐波含量很大，和理想输出相比，在两个虚拟量测信号阶跃发生点上的波形畸变严重，要从中准确计算出K_PU较为困难。

考虑到虚拟量测信号V_dc扰动结束后，逆变器输出电流i_d的大小与K_IU有关，即：

$i_d={\∫}_0^T{K}_{IU}{\mathrm{\ΔV}}_{dc1}dt=K_{IU}{\mathrm{\ΔV}}_{dc1}T---\left(7\right)$

因此，根据扰动结束后的i_d输出值计算得到K_IU，在图6所示的i_d输出曲线中取0.2s～0.3s段的数据计算得到i_d0＝0.3999，根据式(7)就可求得K_IU＝799.8。

(3)步骤1-3：对虚拟量测信号V_dc叠加一个幅度为ΔV_dc2＝1V(0.002p.u.)，频率f＝2Hz的正弦扰动信号。叠加后的虚拟量测信号为V_dc+ΔV_dc2sin(4πt)，其输入PI控制器后的响应为：

$\begin{array}{c}{i}_d=i_{d0}+K_{PU}{\mathrm{\ΔV}}_{dc2}\sin \left(4\mathrm{\π}t\right)+K_{IU}{\mathrm{\ΔV}}_{dc2}{\∫}_0^t\sin \left(4\mathrm{\π}x\right)dx\\ =i_{d0}+K_{PU}{\mathrm{\ΔV}}_{dc2}\sin \left(4\mathrm{\π}t\right)-\frac{K_{IU}{\mathrm{\ΔV}}_{dc2}}{4\mathrm{\π}}(\cos 4\mathrm{\π}t-1)\end{array}---\left(8\right)$

忽略电流内环控制器的快速调节过程，直接测量逆变器输出的i_d，如图7所示。由于i_d0＝0.3999，K_IU＝799.8，ΔV_dc2＝0.002p.u.，所以由式(8)可得：

K_PUsin(4πt)＝(i_d-i_d0)/ΔV_dc2+K_IU(cos4πt-1)/4π(9)

并可由图7所示的i_d实测值求得K_PUsin(4πt)的曲线如图8所示：

可见其中的谐波分量较多，对其做傅里叶变换FFT，取频率f＝2Hz分量的幅值即为K_PU，FFT结果如图9所示，从而得出K_PU＝6.914。

至此，通过步骤1-1～步骤1-3，电压外环的控制器参数[K_PU,K_IU]可以在不采用优化算法的情况下直接求出，且精度很高。

2.步骤2：确定电流内环控制器参数[K_PI,K_II]和耦合电感参数L的比值

(1)步骤2-1：屏蔽电容电压量测信号和并网侧电压量测信号的变化，同时制造虚拟电流量测信号q轴分量的正弦变化扰动。

电容电压量测信号是由可编程直流稳压电压替代的，只要保持可编程直流稳压电源的输出等于电容电压控制目标值V_{dc_ref}即可实现屏蔽量测信号V_dc的变化。实现屏蔽电压量测信号变化的电路如图10所示。其原理为：首先在扰动施加前，由数字信号处理器DSP控制A/D转换器采集稳态时并网侧的电压波形U，并由DSP控制D/A转换器及放大电路连续复制出该波形U^*，在制造电流量测信号扰动期间，由DSP切换模拟开关，从而将具有稳态波形的U^*输送给并网逆变器的量测回路。

本步骤所施加的虚拟电流量测信号扰动，是一个实施在q轴电流分量上的正弦扰动。为了在虚拟电流量测信号上实施q轴电流分量正弦扰动，需要使用如图11所示的扰动施加电路，图中U、I为逆变器并网侧的实际电压、电流。DSP根据电压U的相位对电流I进行Park变换，得到稳态电流量测信号i_d0、i_q0，并以此构造虚拟电流量测信号。虚拟电流量测信号的d轴分量i′_d＝i_d0、q轴分量i′_q＝i_q0+Δi_q，考虑到控制器中q轴电流参考值i_{q_ref}＝0，即稳态时i_q0＝0，则i′_q＝Δi_q。这里设置Δi_q＝-Asin(4πt)，其中幅值A＝0.01p.u.。然后将i′_d、i′_q恢复成虚拟的三相电流量测信号I^*后送入逆变器的量测回路。

将i′_d＝i_d0和i′_q＝Δi_q代入式(6)可得：

u_q＝e_q+ωLi_d0-Ω(-Δi_q)(10)

其中，Ω(-Δi_q)是i′_q经过内环电流PI控制器后的输出。将式(10)代入式(3)得到：

${\mathrm{\ωLi}}_{d0}-{\mathrm{\ωLi}}_d=\mathrm{\Ω}(-{\mathrm{\Δi}}_q)+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{dt}---\left(11\right)$

式中i_q为电路中真实的q轴电流，当设置的虚拟量测信号扰动Δi_q很小且变化缓慢时，忽略项。将Δi_q＝-Asin(4πt)，代入上式可得：

$\mathrm{\ω}L(i_{d0}-i_d)=K_{PI}Asin\left(4\mathrm{\π}t\right)-\frac{K_{II}A}{4\mathrm{\π}}\[cos\left(4\mathrm{\π}t\right)-1\]---\left(12\right)$

如果并网侧的电压处于额定频率，即ω＝1，则：

$i_{d0}-i_d=\frac{K_{PI}}{L}Asin\left(4\mathrm{\π}t\right)-\frac{K_{II}}{L}\·\frac{A}{4\mathrm{\π}}\[cos\left(4\mathrm{\π}t\right)-1\]---\left(13\right)$

从式(13)可以看到，在虚拟q轴电流量测信号正弦扰动下能够确定内环控制器3个待辨识参数之间的比值K_PI/L和K_II/L。

在虚拟q轴电流量测信号正弦扰动下，逆变器详细模型的仿真曲线如图12所示，其中灰色曲线为详细模型仿真得出的i_d-i_d0，其中谐波较多；黑色曲线是根据式(13)等号右边的分量计算得出的，这表明式(13)是正确的。

(2)步骤2-2：对扣除稳态直流分量i_d0后的实测含谐波i_d变化曲线(图12中灰色曲线)做FFT，结果如图13和图14所示(包括“幅-频”、“相-频”结果)。

(3)步骤2-3：首先，FFT结果中的直流分量即为由于A＝0.01p.u.，从而可以得到K_II/L＝97.389；然后，取t＝0.125s(4πt＝π/2)时刻，在2Hz频率分量中

$(i_{d0}-i_d){|}_{t=0.125}=\frac{K_{PI}}{L}A=0.0143$

从而可以得到K_PI/L＝1.425。

至此，通过步骤2-1～步骤2-3，电流内环控制器3个参数之间的比值已经较为精确的确定下来，现在只需要求得其中任何1个参数即可求出全部3个参数。

3.步骤3：确定电流内环控制参数的数值，如果耦合电感参数L可以测量，则选择步骤3-1，否则选择步骤3-2。

(1)步骤3-1：如果认为L就是实际逆变器中滤波电感和升压变压器的真实总电感，那么可以直接测量该电感的数值，打开逆变器外壳和测量L的过程不会对逆变器本身造成伤害。测量方法可分为两种，一种是直接测量电感值，绕线电感的测量已有成熟方法不再赘述，变压器电感可以根据铭牌参数计算，这个方法可在断电的情况下实施，比较安全；另一种是在逆变器工作时测量滤波电感和变压器两端的电压和流过的电流，从而计算出电感值。获得L数值后，[K_PI,K_II]就可以根据步骤2确定的其与L的比值来计算。

(2)步骤3-2：如果要通过辨识方法来确定这3个参数，则可以在并网电压e_a、e_b、e_c的量测信号上设置一个虚拟的三相电压跌落，并以逆变器的输出功率为观测量来优化参数。这种方法模拟了日常电网扰动时，关注光伏电源功率响应的场景。而且，由于是在二次侧的量测信号上施加扰动，实施安全、操控方便。

这里设置一个幅度5％，持续50ms的三相电压量测信号扰动，同时观测逆变器并网侧有功功率P、无功功率Q的响应(计算误差时权重各取50％)，只辨识L一个参数，[K_PI,K_II]根据步骤2确定的其与L的比值计算。辨识过程中采用PSO算法，L的搜索范围为[0.01,0.5]，得到的辨识结果为：L＝0.208，进而得到[K_PI,K_II]＝[0.296,20.237]。

至此，通过步骤3-1和步骤3-2，电流内环控制器3个参数的取值已经确定下来。

综合步骤1～步骤3的结果，光伏并网逆变器控制参数的辨识值如表2所列。在采用真实参数和辨识参数情况下，光伏并网逆变器在虚拟电压跌落扰动下的输出功率响应对比如图15和图16所示。从图表可以看到，5个待辨识参数都得到了有效辨识，且具有很好的辨识精度，表明了本发明方法的可行性。

表2光伏逆变器控制参数辨识结果

Claims (2)

1.一种光伏并网逆变器控制参数的辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)设定虚拟量测信号V_dc叠加持续时间T、幅度为ΔV_dc1的短时阶跃扰动；根据扰动后的稳态电流i_d00＝K_IUΔV_dc1T计算出K_IU；

设定虚拟量测信号V_dc叠加幅度为ΔV_dc2、频率f＝2Hz的正弦变化扰动；根据实测电流i_d求出K_PUsin(4πt)＝(i_d-i_d0)/ΔV_dc2+K_IU(cos4πt-1)/4π，对求出含谐波曲线K_PUsin(4πt)做FFT(快速傅里叶变换)，2Hz分量的幅值即为K_PU；

2)屏蔽并网侧电压和电容电压的量测信号变化，对虚拟并网侧电流量测信号叠加幅度为A、频率f＝2Hz的q轴分量正弦扰动；

接着对扣除稳态直流分量i_d0后的实测含谐波i_d变化曲线做FFT；

在前述FFT结果中的直流分量即为AK_II/4πL；对于2Hz分量，在t＝0.125s时刻的数值即为AK_PI/L；

3)测量逆变器中滤波电感和升压变压器的实际电感值，再按照步骤2)中的比值分别计算电流内环控制器的比例系数K_PI和积分系数K_II，若无法直接测量，则在并网电压e_a、e_b、e_c的量测信号上设置一个虚拟的三相电压跌落，用PSO算法计算出耦合电感参数L的数值，再根据所得的耦合电感参数L以及步骤2)中的比值计算比例系数K_PI、积分系数K_II。

2.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器控制参数的辨识方法，其特征在于，所述步骤1)中首先采用大功率直流稳压电源替代光伏面板，并网侧电压和电流取真实量测信号，设定虚拟量测信号V_dc＝V_{dc_ref}，V_{dc_ref}是给定参考电压，再启动逆变器。