CN103731058B - 一种基于lcl滤波器的光伏并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于LCL滤波器的光伏并网逆变器的控制方法。进行逆变器的控制，从输出电流参考值中提取逆变器该输出电流参考值的信号，输出电流参考值的信号包括输出电流的跟踪值和微分信号；然后从逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，并估计逆变器含有的所有扰动；控制逆变器的输出电流参考值和实际值之差；由上述得到的所有扰动估计值补偿逆变器含有的所有扰动，得到逆变器的实际控制量。本发明降低输出电流的THD和DCI，提高并网电能质量；增强系统的运行可靠性，避免因环境因素导致的停机故障；提高系统鲁棒性，抵抗内外扰动对系统的不利影响。

Description

一种基于LCL滤波器的光伏并网逆变器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种逆变器控制方法，尤其是涉及一种基于LCL滤波器的光伏并网逆变器的控制方法。

背景技术

新能源对于缓解能源短缺和环境危机，保障社会可持续发展，维护国家能源安全起到了重要作用，而光伏并网发电技术由于具有调节峰谷负荷、实现资源有效利用等优点而成为新能源高效利用的关键技术。目前，在实际工程中，光伏并网发电系统的正常运行受到光照强度、环境温度、空气湿度、海拔高度和器件老化等因素的影响，导致光伏并网发电系统运行效率较低，常常出现停机等故障。从而严重影响了光伏系统的寿命，降低了供电可靠性。

逆变器作为光伏并网发电系统中的核心设备，其控制性能的优劣直接决定了并网系统的供电可靠性和鲁棒性。如何改进并网逆变器控制方法以提高光伏并网发电系统性能，对于光伏并网发电的大规模高效应用具有重要意义。

本发明针对中小功率（10～50kW）两级式三相光伏并网逆变器，基于二极管箝位式三电平光伏并网逆变器作为主电路拓扑结构，本发明方法应用于该逆变器的控制之中，见附图2。

PV太阳能光伏阵列作为输入直流电源接于正负极之间，电解电容C_b作为输入的滤波电容并接于PV两端。电感L_b、二极管D_b、开关管T_b(两端反并联二极管D_b0)组成BOOST升压电路，对PV输入电压升压为直流母线电压作为后级逆变器的输入电压。电解电容C₁、C₂并接于直流母线两端；逆变器每相桥臂分别由4个开关管S₁-S₄串联接于直流母线两端，每个开关管两端反并联一个二极管D₁-D₄，由每相桥臂的中点引出A、B、C三个相线，分别经由逆变器侧滤波电感L₁、网侧滤波电感L₂和滤波电容C构成的LCL滤波器接入三相电网；每相桥臂各有两个串联箝位二极管D₅和D₆接于上面两个开关管和下面两个开关管之间，每个中点与两串联电容的中点相连。

将如图3的系统控制框图等效为如图2所示的逆变器单相等效电路，分析现有如图4所示的控制结构，得到该主电路拓扑结构的状态方程的模型，如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1=x_2\\ {\stackrel{\·}{x}}_2=x_3\\ {\stackrel{\·}{x}}_3=w(\·)+b_{0}u\\ y=x_1\end{array}\right.$

式中，w(·)为逆变器含有的所有扰动，b₀为控制量u的增益，且有：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=x_1\\ {\stackrel{\·}{i}}_1=x_2\\ {\stackrel{\·\·}{i}}_1=x_3\end{array}\right.$

上式为逆变器在实际工况下的模型，该模型是实现逆变器控制的重要理论依据。

为便于有功、无功功率的解耦控制，现有的三相并网逆变器一般采用同步旋转坐标系下的电压电流双闭环控制方法。根据上节中得出的逆变器数学模型可知，由于受到总和扰动及LCL滤波器组成元件的非线性特性的影响，数学模型中的w(·)为复杂非线性时变函数，因此传统的控制方法（如PI控制、重复控制、比例谐振控制等）已无法实现对实际系统的精确可靠控制，这也是传统控制方法在实际工程中控制效果不够理想、难以实现输出电流快速稳定跟踪的主要原因。寻找一种不依赖于系统精确数学模型，能够提高系统正常运行效率，且能够抵御内外扰动的光伏并网逆变器控制方法，以代替现有的控制方法，实现逆变器的有效控制，便成为了目前亟需解决的问题。

发明内容

为解决上述问题，本发明提出一种基于LCL滤波器的光伏并网逆变器的控制方法，以达到优化逆变器输出电流波形质量、提高系统可靠性和抗扰性的目的。

本发明保留了经典PID控制器的“基于误差消除误差”的原则，同时是一种利用现代控制理论，并结合大量的数字仿真分析而得到的，不依赖于精确数学模型，可以抑制一定幅值范围的不可测内外扰动的鲁棒非线性控制器。

本发明的技术方案采用如下步骤：

1）进行逆变器的控制，从输出电流参考值中提取逆变器该输出电流参考值的信号，输出电流参考值的信号包括输出电流的跟踪值和微分信号；

2）然后从逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，并估计逆变器含有的所有扰动；

3）控制逆变器的输出电流参考值和实际值之差；

4）由步骤2）得到的所有扰动估计值补偿逆变器含有的所有扰动，得到逆变器的实际控制量。

所述的步骤1）中的逆变器输出电流参考值的信号通过将两个相同的跟踪微分器串联而形成的串级跟踪微分器进行提取，通过第一跟踪微分器采用以下公式1提取输出电流参考值v的跟踪值x₁和一阶微分信号x′₂：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{fh}}_0=\mathrm{fhan}(x_1-v,x_2,r_0,h_0)\\ x_1(k+1)=x_1\left(k\right)+h{x}_2^{\′}\left(k\right)\\ x_2^{\′}(k+1)=x_2^{\′}\left(k\right)+\mathrm{hf}{h}_0\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，v为逆变器输出电流参考值，x₁为v的跟踪值，x′₂为v的一阶微分信号，r₀为快速因子，h为采样步长，h₀=5h，k表示第k步运算；

输出电流参考值v的一阶微分信号x′₂再通过第二跟踪微分器采用以下公式2提取输出电流参考值v的一阶微分信号x′₂的跟踪值x₂和输出电流参考值v的二阶微分信号x₃：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{fh}}_1=\mathrm{fhan}(x_2-x_2^{\′},x_3,r_1,h_1)\\ x_2(k+1)=x_2\left(k\right)+h{x}_2\left(k\right)\\ x_3(k+1)=x_3\left(k\right)+\mathrm{hf}{h}_1\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，x₂为逆变器输出电流参考值v的一阶微分信号，x₃为逆变器输出电流参考值v的二阶微分信号，r₁为快速因子，h₁=10h。

所述的步骤2）中的输出电流实际值的微分信号通过扩张状态观测器采用以下公式3进行提取并估计逆变器含有的所有扰动；

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-y,\mathrm{fe}=\mathrm{fal}(e,0.5,\mathrm{\δ})\\ f{e}_1=\mathrm{fal}(e,0.25,\mathrm{\δ}),{\mathrm{fe}}_2=\mathrm{fal}(e,0.125,\mathrm{\δ})\\ z_1(k+1)=z_1\left(k\right)+h[z_2\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e]\\ z_2(k+1)=z_2\left(k\right)+h[z_3\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_2\mathrm{fe}]\\ z_3(k+1)=z_3\left(k\right)+h[z_4\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_3{\mathrm{fe}}_1+b_{0}u]\\ z_4(k+1)=z_4\left(k\right)+h(-{\mathrm{\β}}_4{\mathrm{fe}}_2)\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，y为逆变器输出实际值，z₁为y的跟踪值，z₂为y的一阶微分信号，z₃为y的二阶微分信号，z₄为逆变器含有的所有扰动的估计值，e为z₁与y之差，β₁、β₂、β₃、β₄为待调参数，u为控制逆变器的控制量，b₀为控制量u的增益，δ为e的阀值。

所述的步骤3）中的逆变器的输出电流参考值和实际值之差通过反馈控制器采用以下公式4进行控制，

$\left\{\begin{array}{c}{e}_1=x_1-z_1,e_2=x_2-z_2,e_3=x_3-z_3\\ u_0={\mathrm{\β}}_{01}\mathrm{fal}(e_1,0.5,h)+{\mathrm{\β}}_{02}\mathrm{fal}(e_2,1.0,h)+{\mathrm{\β}}_{03}{e}_3\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，e₁为x₁与z₁之差，e₂为x₂与z₂之差，e₃为x₃与z₃之差，u₀为反馈控制器的输出，β₀₁、β₀₂、β₀₃为待调参数。

所述的步骤4）中的逆变器含有的所有扰动通过补偿器采用以下公式5进行补偿，得到逆变器的实际控制量u，

$u=\frac{u_0-z_4}{b_0}---\left(5\right).$

其中，u为逆变器的实际控制量。

本发明具有的有益的效果是：

降低输出电流的THD（输出电流总谐波畸变）和DCI（直流电流注入），提高并网电能质量；增强系统的运行可靠性，避免因环境因素导致的停机故障；提高系统鲁棒性，抵抗内外扰动对系统的不利影响。

附图说明

图1为本发明方法的控制流程逻辑图。

图2为本发明背景技术的系统拓扑结构图；

图3为LCL滤波器的控制结构框图。

图4为本发明逆变器单相等效电路图。

图5为实施例满载（17kW）下输出电流波形及其频谱分析的实验截图。

图6为实施例轻载（1kW）下输出电流波形及其频谱分析的实验截图。

图7为实施例输出电流突变时其动态波形的实验截图。

图8为实施例输出电流突加扰动时其动态波形的实验截图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

如图1所示，本发明包括以下步骤：

1）进行逆变器的控制，从输出电流参考值中提取逆变器该输出电流参考值的信号，输出电流参考值的信号包括输出电流的跟踪值和微分信号；

2）然后从逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，并估计逆变器含有的所有扰动；

3）控制逆变器的输出电流参考值和实际值之差；

4）由步骤2）得到的所有扰动估计值补偿逆变器含有的所有扰动，得到逆变器的实际控制量。

所述的步骤1）中的逆变器输出电流参考值的信号通过将两个相同的跟踪微分器串联而形成串级跟踪微分器进行提取，通过第一跟踪微分器采用以下公式1提取输出电流参考值v的跟踪值x₁和一阶微分信号x′₂：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{fh}}_0=\mathrm{fhan}(x_1-v,x_2,r_0,h_0)\\ x_1(k+1)=x_1\left(k\right)+h{x}_2^{\′}\left(k\right)\\ x_2^{\′}(k+1)=x_2^{\′}\left(k\right)+\mathrm{hf}{h}_0\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，v为逆变器输出电流参考值，x₁为v的跟踪值，x′₂为v的一阶微分信号，r₀为快速因子，h为采样步长，h₀=5h，k表示第k步运算，fhan(·)为参考文献“HanJingqing.FromPIDtoactivedisturbancerejectioncontrol[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,2009,56(3):900-906.”中定义的函数。

输出电流参考值v的一阶微分信号x′₂再通过第二跟踪微分器采用以下公式2提取输出电流参考值v的一阶微分信号x′₂的跟踪值x₂和输出电流参考值的二阶微分信号x₃：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{fh}}_1=\mathrm{fhan}(x_2-x_2^{\′},x_3,r_1,h_1)\\ x_2(k+1)=x_2\left(k\right)+h{x}_2\left(k\right)\\ x_3(k+1)=x_3\left(k\right)+\mathrm{hf}{h}_1\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，x₂为逆变器输出电流参考值v的一阶微分信号，x₃为逆变器输出电流参考值v的二阶微分信号，r₁为快速因子，h₁=10h。

所述的步骤2）中的输出电流实际值的微分信号通过扩张状态观测器采用以下公式3进行提取并估计逆变器含有的所有扰动；

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-y,\mathrm{fe}=\mathrm{fal}(e,0.5,\mathrm{\δ})\\ f{e}_1=\mathrm{fal}(e,0.25,\mathrm{\δ}),{\mathrm{fe}}_2=\mathrm{fal}(e,0.125,\mathrm{\δ})\\ z_1(k+1)=z_1\left(k\right)+h[z_2\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e]\\ z_2(k+1)=z_2\left(k\right)+h[z_3\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_2\mathrm{fe}]\\ z_3(k+1)=z_3\left(k\right)+h[z_4\left(k\right)-{\mathrm{\β}}_3{\mathrm{fe}}_1+b_{0}u]\\ z_4(k+1)=z_4\left(k\right)+h(-{\mathrm{\β}}_4{\mathrm{fe}}_2)\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，y为逆变器输出实际值，z₁为y的跟踪值，z₂为y的一阶微分信号，z₃为y的二阶微分信号，z₄为逆变器含有的所有扰动的估计值，e为z₁与y之差，β₁、β₂、β₃、β₄为待调参数，u为控制逆变器的控制量，b₀为控制量u的增益，b₀=1，fal(·)为参考文献“韩京清.非线性PID控制器[J].自动化学报,1994,20(4),487-490”中定义的函数，δ为e的阀值。

所述的步骤3）中的逆变器的输出电流参考值和实际值之差通过反馈控制器采用以下公式4进行控制，

$\left\{\begin{array}{c}{e}_1=x_1-z_1,e_2=x_2-z_2,e_3=x_3-z_3\\ u_0={\mathrm{\β}}_{01}\mathrm{fal}(e_1,0.5,h)+{\mathrm{\β}}_{02}\mathrm{fal}(e_2,1.0,h)+{\mathrm{\β}}_{03}{e}_3\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，e₁为x₁与z₁之差，e₂为x₂与z₂之差，e₃为x₃与z₃之差，u₀为反馈控制器的输出，β₀₁、β₀₂、β₀₃为待调参数。

所述的步骤4）中的逆变器含有的所有扰动通过补偿器采用以下公式5进行补偿，得到逆变器的实际控制量u，

$u=\frac{u_0-z_4}{b_0}---\left(5\right).$

其中，u为逆变器的实际控制量。

上述的公式1～3中的k表示x₁、x′₂、x₂、x₃、z₁、z₂、z₃、z₄等变量的第k步运算。

本发明的步骤1）提取逆变器输出电流参考值的跟踪值和微分信号以实现传统数字或模拟PID控制方法中难以实现的微分控制作用，改善系统控制性能。跟踪微分器不仅可以降低起始误差，使得实际系统中具有惯性特征的输出变量能够无超调快速跟踪至设定值，避免较大的系统冲击，而且还可以提取设定值的微分信号。鉴于并网逆变器数学模型为三阶系统，而跟踪微分器通常只能提取输入信号的跟踪值及其一阶微分信号，本发明采用两个跟踪微分器串联的形式提取逆变器输出电流参考值的跟踪值、一阶微分信号及二阶微分信号。

本发明的步骤2）扩张状态观测器不仅能够提取输出电流的微分信号，还可以通过将能够影响系统输出变量的扰动作用扩张成新的状态变量，并用特殊的反馈机制来建立能够观测被扩张的状态，进而实现总和扰动的估计。

本发明的步骤3）是一种非线性误差反馈控制律。本发明的反馈控制器是一种不含积分作用，而只含比例作用和微分作用的高效非线控制误差的控制器，以克服积分控制所固有的积分饱和作用及其对系统响应快速性和稳定性的不利影响，同时充分发挥误差微分的反馈控制能力。

本发明的步骤4）是一种扰动补偿器，用于实现逆变器含有的所有扰动的补偿，从而提高系统的鲁棒性。

本发明基于具有开关应力低、器件损耗小、输出电流谐波较小等特点的二极管箝位式三电平光伏并网逆变器作为主电路拓扑结构，见附图2。

本发明的具体实施例：

在17kW三相光伏并网逆变器样机上对本发明提出的控制方法进行了实验。试验参数如下表1所示。

表1

通过示波器检测实验波形，通过精确功率分析仪分析实验数据，采用本发明提出的控制方法，所得实验数据：THD<0.82%（满载，17kW），DCI<0.35%（满载，17kW），故障概率（测试时逆变器不间断运行5天，停机时间与总时间之比）小于4.5%。

实验截图如下：

（1）逆变器稳定运行时，分别在满载（17kW）和轻载（1kW）下检测逆变器输出电流波形及其频谱分析，满载（17kW）如下图5所示，轻载（1kW）如图6所示。由图5、图6可以看出：本发明提出的逆变器输出电流控制方法可以大幅度提高输出电流波形质量，减小THD和DCI，有利于光伏并网逆变器的高效友好并入电网。

（2）逆变器输出电流突变时，检测逆变器输出电流动态波形，如图7所示。由图7可以看出：本发明提出的逆变器输出电流控制方法在输出电流发生突变时，可以快速的跟踪至新的电流稳态值，过渡过程较快，保证了逆变器具有较好的动态性能，当外界环境发生变化时，可以保证光伏并网逆变器运行的可靠性，避免因环境因素导致的停机故障。

（3）逆变器输出电流突加扰动w(t)=2.5sin(5t)时，检测逆变器输出电流波形，如图8所示。由图8可以看出：本发明提出的逆变器输出电流控制方法在突加扰动时，仍然可以稳定运行，逆变器输出电流几乎不受扰动影响，保证了逆变器具有较好的动态性能，当外界环境发生变化时，这表明本发明提出的逆变器控制方法可以提高系统鲁棒性，抵抗内外扰动对系统的不利影响。

上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种基于LCL滤波器的光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

1)进行逆变器的控制，从输出电流参考值中提取逆变器该输出电流参考值的信号，输出电流参考值的信号包括输出电流的跟踪值和微分信号；

2)然后从逆变器的输出端提取输出电流实际值的跟踪值和微分信号，并估计逆变器含有的所有扰动；

3)控制逆变器的输出电流参考值和实际值之差；

4)由步骤2)得到的所有扰动估计值补偿逆变器含有的所有扰动，得到逆变器的实际控制量；

所述的步骤1)中的逆变器输出电流参考值的信号通过将两个相同的跟踪微分器串联而形成的串级跟踪微分器进行提取，通过第一跟踪微分器采用以下公式1提取输出电流参考值v的跟踪值x₁和一阶微分信号x′₂：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{fh}}_0=fhan(x_1-v,x_2,r_0,h_0)\\ x_1(k+1)=x_1\left(k\right)+{\mathrm{hx}}_2^{\&prime;}\left(k\right)\\ x_2^{\&prime;}(k+1)=x_2^{\&prime;}\left(k\right)+{\mathrm{hfh}}_0\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，v为逆变器输出电流参考值，x₁为v的跟踪值，x′₂为v的一阶微分信号，r₀为快速因子，h为采样步长，h₀＝5h，k表示第k步运算；

输出电流参考值v的一阶微分信号x′₂再通过第二跟踪微分器采用以下公式2提取输出电流参考值v的一阶微分信号x′₂的跟踪值x₂和输出电流参考值v的二阶微分信号x₃：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{fh}}_1=fhan(x_2-x_2^{\&prime;},x_3,r_1,h_1)\\ x_2(k+1)=x_2\left(k\right)+{\mathrm{hx}}_2\left(k\right)\\ x_3(k+1)=x_3\left(k\right)+{\mathrm{hfh}}_1\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，x₂为逆变器输出电流参考值v的一阶微分信号的跟踪值，x₃为逆变器输出电流参考值v的二阶微分信号，r₁为快速因子，h₁＝10h；

所述的步骤2)中的输出电流实际值的微分信号通过扩张状态观测器采用以下公式3进行提取并估计逆变器含有的所有扰动；

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-y,fe=fal\left(r,0.5,\mathrm{\&delta;}\right)\\ {\mathrm{fe}}_1=fal\left(e,0.25,\mathrm{\&delta;}\right),{\mathrm{fe}}_2=fal\left(e,0.125,\mathrm{\&delta;}\right)\\ z_1\left(k+1\right)=z_1\left(k\right)+h\&lsqb;z_2\left(k\right)-{\mathrm{\&beta;}}_{1}e\&rsqb;\\ z_2\left(k+1\right)=z_2\left(k\right)+h\&lsqb;z_3\left(k\right)-{\mathrm{\&beta;}}_{2}fe\&rsqb;\\ z_3\left(k+1\right)=z_3\left(k\right)+h\&lsqb;z_4\left(k\right)-{\mathrm{\&beta;}}_3{\mathrm{fe}}_1+b_{0}u\&rsqb;\\ z_4\left(k+1\right)=z_4\left(k\right)+h\left(-{\mathrm{\&beta;}}_4{\mathrm{fe}}_2\right)\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，y为逆变器输出实际值，z₁为y的跟踪值，z₂为y的一阶微分信号，z₃为y的二阶微分信号，z₄为逆变器含有的所有扰动的估计值，e为z₁与y之差，β₁、β₂、β₃、β₄为待调参数，u为逆变器的实际控制量，b₀为控制量u的增益，δ为e的阀值；

所述的步骤3)中的逆变器的输出电流参考值和实际值之差通过反馈控制器采用以下公式4进行控制：

$\{\begin{array}{c}{e}_1=x_1-z_1,e_2=x_2-z_2,e_3=x_3-z_3\\ u_0={\mathrm{\&beta;}}_{01}fal\left(e_1,0.5,h\right)+{\mathrm{\&beta;}}_{02}fal\left(e_2,1.0,h\right)+{\mathrm{\&beta;}}_{03}{e}_3\end{array}---\left(4\right)$

其中，e₁为x₁与z₁之差，e₂为x₂与z₂之差，e₃为x₃与z₃之差，u₀为反馈控制器的输出，β₀₁、β₀₂、β₀₃为待调参数；

所述的步骤4)中的逆变器含有的所有扰动通过补偿器采用以下公式5进行补偿，得到逆变器的实际控制量u：

$u=\frac{u_0-z_4}{b_0}---\left(5\right)$

其中，u为逆变器的实际控制量。