CN103475029A - 基于极点配置的三相lcl型并网逆变器控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，抑制了电网阻抗对三相LCL型并网逆变器的影响，能够有效抑制由电网阻抗引起的并网系统不稳定问题，可用于并网逆变器的电流控制中。该并网控制方法不仅可以在弱电网条件下实现系统稳定、高质量并网，而且避免了复杂的电流控制器设计、坐标旋转变换和解耦控制。同时，根据外部给定的无功功率给定信号，能自动调节并网电流参考值，实现无功功率独立控制。因此该并网控制方法更适用于经长距离输电线路接入弱电网的光伏电站并网逆变器控制。

Description

基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统及方法

技术领域

本发明涉及并网逆变器电流控制领域，特别涉及一种抑制电网阻抗影响的LCL型并网逆变器电流控制方法。

背景技术

光伏发电是当前国内外最具发展前景的新能源发电形式之一，而并网发电已成为规模化光伏利用的主要发展趋势。光伏并网逆变器采用LCL滤波器是抑制高频电流谐波的有效手段之一，在相同电感值的情况下，LCL滤波器因滤除高次谐波的效果明显好于L型滤波器而被广泛采用。

然而，当分布式光伏电站通过一个与其原始设计不同的电网阻抗与电网相连时，会造成逆变器动态性能显著退化，甚至不稳定。随着光伏发电渗透率的不断扩大，由电网阻抗引起的不稳定现象可能严重影响整个光伏并网系统的稳定运行。因此，已有不少学者在风电、有源电力滤波器、分布式发电等领域提出了新的电流控制器设计方法，从而抑制电网阻抗对逆变器控制性能的影响。然而，其控制器设计复杂、动态响应慢，控制过程中存在抖动且当电网阻抗变化较大时易失效等缺点限制了所提出控制方法的广泛应用。

因此，急需一种抑制电网阻抗影响的LCL型并网逆变器电流控制系统及方法，用于并网逆变器电流控制中。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统及方法。

本发明的目的之一是提出一种基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统；本发明的目的之二是提出一种基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制方法。

本发明的目的之一是通过以下技术方案来实现的：

本发明提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，包括直流输入源、直流侧电压检测模块、逆变器、逆变侧电流检测模块、LCL滤波器、滤波电容电压检测模块、并网侧电流检测模块、并网点电压检测模块、功率外环控制器、并网参考电流合成模块、电流环控制器、可变增益系数模块、极点配置模块和SPWM单元；

所述直流输入源，用于连接外部的直流输入源；

所述直流侧电压检测模块，用于采集逆变器直流侧电压；

所述逆变器，用于实现直流电到交流电的转换；

所述逆变侧电流检测模块，用于采集逆变侧三相交流电流；

所述LCL滤波器，用于滤除逆变侧输出电流中的高频谐波分量；

所述滤波电容电压检测模块，用于采集LCL滤波器中滤波电容的三相交流电压；

所述并网侧电流检测模块，用于采集并网侧三相交流电流；

所述并网点电压检测模块，用于采集并网点三相交流电压；

所述功率外环控制器，用于稳定逆变器直流侧电压；

所述并网参考电流合成模块，用于计算并网电流给定值；

所述电流环控制器，用于调节并网侧电流跟踪并网电流给定值；

所述可变增益系数模块和极点配置模块，用于抑制电网阻抗对系统稳定性的影响；

所述SPWM单元，用于提供SPWM调制信号，控制逆变器开关器件导通或关断；

所述直流输入源与逆变器的输入端连接，所述逆变器的输出端与LCL滤波器的输入端连接，所述LCL滤波器的输出端与电网连接；

所述LCL滤波器的逆变侧和并网侧分别设置有逆变侧电流检测模块和并网侧电流检测模块，LCL滤波器的滤波电容处设置有滤波电容电压检测模块，所述逆变侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出端与极点配置模块的输入端连接；所述并网侧电流检测模块的输出端分别与极点配置模块和电流环控制器的输入端连接；

所述极点配置模块的输入端与逆变侧电流检测模块、滤波电容电压检测模块以及并网侧电流检测模块的输出端连接，输入信号分别乘以极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数k₁、k₃、k₂后形成状态反馈信号，将以上三个状态反馈信号相加后与可变增益系数模块的输出作差连接；

所述并网点设置有电压检测模块，所述并网点电压检测模块的的输出端与参考电流合成模块的输入端连接；所述参考电流合成模块的输出端与电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与可变增益系数模块的输入端连接；所述可变增益系数模块的输出端与所述极点配置模块的输出端作差连接，然后与SPWM单元的输入端连接；

所述逆变器直流侧设置有逆变器直流侧电压检测模块，所述逆变器直流侧电压检测模块的输出与参考电压信号作差后，与功率外环控制器的输入端连接，所述功率外环控制器的输出信号与逆变器直流侧电压检测模块的输出相乘后，输出端与参考电流合成模块的输入端连接。

进一步，还包括参考系转换模块；

所述参考系转换模块，用于实现三相静止参考系和两相静止参考系之间的转换；

所述逆变侧电流检测模块、并网侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出端与参考系转换模块的输入端连接；所述逆变侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端与极点配置模块的输入端连接；所述并网侧电流检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端分别与极点配置模块和电流环控制器的输入端连接；

所述并网点电压检测模块的输出端与参考系转换模块的输入端连接；所述并网点电压检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端与参考电流合成模块的输入端连接；所述参考电流合成模块的输出端与电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与可变增益系数模块的输入端连接；所述可变增益系数模块的输出端与所述极点配置模块的输出端作差连接，然后与参考系转换模块的输入端连接；所述参考系转换模块的输出端与SPWM单元的输入端连接。

进一步，所述功率外环控制器采用带低通滤波器的PI控制器，所述PI功率外环控制器的传递函数G_cv(s)表达式为：

$G_{\mathrm{cv}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s({\mathrm{\τ}}_{2}s+1)};$

式中，τ₀表示比例常数，τ₂表示积分时间常数，τ₁表示微分时间常数，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

进一步，所述并网参考电流合成模块，通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的并网点电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P_ref表示瞬时有功功率给定值。

进一步，所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_C表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由并网公共点所提取的电网电压基波频率，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

进一步，所述可变增益模块，通过以下公式计算所述可变增益系数模块中可变增益系数k_a：

$k_a=\frac{L_2+L_g}{L_2};$

其中，L₂表示LCL滤波器并网侧电感参数值，L_g表示电网阻抗中等效电感参数值。

进一步，所述极点配置模块产生用于抑制LCL滤波器谐振以及由电网阻抗导致的不稳定的状态反馈信号；所述极点配置模块输出的状态反馈信号通过以下步骤来获取：

首先，通过以下公式计算抑制LCL滤波器谐振的有源阻尼系数k_c：

$k_c=\frac{2\mathrm{\ζ}}{k_{\mathrm{pwm}}}\sqrt{\frac{L_1(L_1+L_2)}{L_2{C}_f}}$

其中，ζ表示系统阻尼比，L₁、L₂、C_f分别表示LCL滤波器逆变器侧电感、并网侧电感以及滤波电容；

然后，通过以下公式计算极点配置模块中反馈系数：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_1=k_c-\frac{L_1{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}(L_g+L_2)}}\\ k_2=\frac{L_1{L}_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{C_f{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_{2+L_g}})\\ k_3=-\frac{(L_2^2+L_1{L}_g+L_2{L}_g)R_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{(L_2+L_g-C_f{R}_g^2)}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_2+L_g})\end{array}\right.$

式中，k₁、k₃、k₂分别表示极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数，k_pwm表示调制波至逆变桥输出传递函数，L_g、R_g分别表示电网阻抗中等效电感和等效电阻；

逆变侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中逆变器输出电流的状态变量反馈增益系数k₁，并网侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中并网电流的状态变量反馈增益系数k₃，滤波电容电压检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中电容电压的状态变量反馈增益系数k₂，将以上三个输出信号相加后形成状态反馈信号。

进一步，所述SPWM单元通过计算可变增益模块的输出信号和状态反馈信号之差产生用于调节并网侧电流的调制信号，将调制信号输入到SPWM单元中与三角载波信号进行比较产生用于控制逆变器开关的SPWM脉冲调制信号；

所述极点配置模块和可变增益系数模块是采用基于系统状态反馈实现极点配置的反馈控制模块；所述参考电流合成模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q进行合成的。

本发明的目的之二是通过以下技术方案来实现的：

本发明提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制方法，包括以下步骤：

S1：通过功率外环控制器形成直流参考电流，稳定逆变器直流侧电压；所述功率外环控制器采用带低通滤波器的PI控制器，所述PI功率外环控制器的传递函数G_cv(s)表达式为：

$G_{\mathrm{cv}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s({\mathrm{\τ}}_{2}s+1)};$

式中，τ₀表示比例常数，τ₂表示积分时间常数，τ₁表示微分时间常数，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

S2：通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的并网点电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P_ref表示瞬时有功功率给定值；

所述并网侧电流检测模块的输出信号经过参考系转换模块后，与并网电流给定值作差，其所形成的误差信号输入电流环控制器的输入端；

S3：通过电流环控制器作用产生用于调节并网侧电流的调节信号，所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_c表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由并网公共点所提取的电网电压基波频率，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

S4：电流环控制器的输出调节信号，通过可变增益模块调整电流环控制器输出调节信号的大小，消除电网阻抗对调节信号的影响；通过以下公式计算所述可变增益系数模块中可变增益系数k_a：

$k_a=\frac{L_2+L_g}{L_2};$

其中，L₂表示LCL滤波器并网侧电感参数值，L_g表示电网阻抗中等效电感参数值；

S5：采集逆变侧电流、滤波电容电压以及并网侧电流并输入到极点配置模块；

S6：通过极点配置模块产生用于抑制LCL滤波器谐振以及由电网阻抗引起的不稳定现象的状态反馈信号；

所述极点配置模块中的状态变量反馈增益系数通过以下步骤来获取：

首先，通过以下公式计算抑制LCL滤波器谐振的有源阻尼系数kc：

$k_c=\frac{2\mathrm{\ζ}}{k_{\mathrm{pwm}}}\sqrt{\frac{L_1(L_1+L_2)}{L_2{C}_f}}$

其中，ζ表示系统阻尼比，L₁、L₂、C_f分别表示LCL滤波器逆变器侧电感、并网侧电感以及滤波电容；

然后，通过以下公式计算极点配置模块中反馈系数：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_1=k_c-\frac{L_1{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}(L_g+L_2)}}\\ k_2=\frac{L_1{L}_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{C_f{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_{2+L_g}})\\ k_3=-\frac{(L_2^2+L_1{L}_g+L_2{L}_g)R_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{(L_2+L_g-C_f{R}_g^2)}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_2+L_g})\end{array}\right.$

式中，k₁、k₃、k₂分别表示极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数，k_pwm表示调制波至逆变桥输出传递函数，L_g、R_g分别表示电网阻抗中等效电感和等效电阻。

逆变侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中逆变器输出电流的状态变量反馈增益系数k₁，并网侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中并网电流的状态变量反馈增益系数k₃，滤波电容电压检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中电容电压的状态变量反馈增益系数k₂，将以上三个输出相加后形成状态反馈信号；

S7：计算可变增益模块的输出信号和状态反馈信号之差产生用于调节并网侧电流的调制信号，将调制信号输入到SPWM单元中与三角载波信号进行比较产生用于控制逆变器开关的SPWM脉冲调制信号。

进一步，所述极点配置模块和可变增益系数模块是采用基于系统状态反馈实现极点配置的反馈控制模块；所述参考电流合成模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q进行合成的。

本发明的优点在于：本发明将电网阻抗因素考虑到大型光伏电站并网控制中，给出了一种抑制电网阻抗影响的LCL型并网逆变器控制方法及系统，通过并网逆变器输出功率以及并网点电压计算并网参考电流值；还要生成用于调节并网侧电流的调节信号；将采集到的逆变侧电流、滤波电容电压以及并网侧电流输入到极点配置模块产生状态反馈信号；最好计算调节信号和状态反馈信号之差，并经过可变增益系数模块放大后，输入到SPWM单元产生用于控制逆变器开关的SPWM调制信号；稳定了由电网阻抗引起的电网不稳定的现象，抑制电网阻抗对逆变器控制性能的影响。该方法控制器设计简单、动态响应快，控制过程中平稳且当电网阻抗变化较大时也不容易失效。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：

图1为本发明实施例提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统结构图；

图2为本发明实施例提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制方法流程图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述；应当理解，优选实施例仅为了说明本发明，而不是为了限制本发明的保护范围。

图1为本发明实施例提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统结构图，如图所示：本发明提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，包括直流输入源、直流侧电压检测模块、逆变器、逆变侧电流检测模块、LCL滤波器、滤波电容电压检测模块、并网侧电流检测模块、并网点电压检测模块、功率外环控制器、并网参考电流合成模块、电流环控制器、可变增益系数模块、极点配置模块和SPWM单元；

所述直流输入源，用于连接外部的直流输入源；

所述直流侧电压检测模块，用于采集逆变器直流侧电压；

所述逆变器，用于实现直流电到交流电的转换；

所述逆变侧电流检测模块，用于采集逆变侧三相交流电流；

所述LCL滤波器，用于滤除逆变侧输出电流中的高频谐波分量；

所述滤波电容电压检测模块，用于采集LCL滤波器中滤波电容的三相交流电压；

所述并网侧电流检测模块，用于采集并网侧三相交流电流；

所述并网点电压检测模块，用于采集并网点三相交流电压；

所述功率外环控制器，用于稳定逆变器直流侧电压；

所述并网参考电流合成模块，用于计算并网电流给定值；

所述电流环控制器，用于调节并网侧电流跟踪并网电流给定值；

所述可变增益系数模块和极点配置模块，用于抑制电网阻抗对系统稳定性的影响；

所述SPWM单元，用于提供SPWM调制信号，控制逆变器开关器件导通或关断；

所述直流输入源与逆变器的输入端连接，所述逆变器的输出端与LCL滤波器的输入端连接，所述LCL滤波器的输出端与电网连接；

所述LCL滤波器的逆变侧和并网侧分别设置有逆变侧电流检测模块和并网侧电流检测模块，LCL滤波器的滤波电容处设置有滤波电容电压检测模块，所述逆变侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出端与极点配置模块的输入端连接；所述并网侧电流检测模块的输出端分别与极点配置模块和电流环控制器的输入端连接；

所述极点配置模块的输入端与逆变侧电流检测模块、滤波电容电压检测模块以及并网侧电流检测模块的输出端连接，输入信号分别乘以极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数k1、k3、k2后形成状态反馈信号，将以上三个状态反馈信号相加后与可变增益系数模块的输出作差连接；

所述并网点设置有电压检测模块，所述并网点电压检测模块的的输出端与参考电流合成模块的输入端连接；所述参考电流合成模块的输出端与电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与可变增益系数模块的输入端连接；所述可变增益系数模块的输出端与所述极点配置模块的输出端作差连接，然后与SPWM单元的输入端连接；

所述逆变器直流侧设置有逆变器直流侧电压检测模块，所述逆变器直流侧电压检测模块的输出与参考电压信号作差后，与功率外环控制器的输入端连接，所述功率外环控制器的输出信号与逆变器直流侧电压检测模块的输出相乘后，输出端与参考电流合成模块的输入端连接。

以上控制系统可以在三相静止坐标系下进行控制，也可以通过参考系转换模块将信号输入相应的模块中进行处理。

还包括参考系转换模块；

所述参考系转换模块，用于实现三相静止参考系和两相静止参考系之间的转换；

所述逆变侧电流检测模块、并网侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出端与参考系转换模块的输入端连接；所述逆变侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端与极点配置模块的输入端连接；所述并网侧电流检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端分别与极点配置模块和电流环控制器的输入端连接；

所述并网点电压检测模块的输出端与参考系转换模块的输入端连接；所述并网点电压检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端与参考电流合成模块的输入端连接；所述参考电流合成模块的输出端与电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与可变增益系数模块的输入端连接；所述可变增益系数模块的输出端与所述极点配置模块的输出端作差连接，然后与参考系转换模块的输入端连接；所述参考系转换模块的输出端与SPWM单元的输入端连接。

所述功率外环控制器采用带低通滤波器的PI控制器，所述PI功率外环控制器的传递函数G_cv(s)表达式为：

$G_{\mathrm{cv}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s({\mathrm{\τ}}_{2}s+1)};$

式中，τ₀表示比例常数，τ₂表示积分时间常数，τ₁表示微分时间常数，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

所述并网参考电流合成模块，通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的并网点电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P_ref表示瞬时有功功率给定值。

所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_C表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由并网公共点所提取的电网电压基波频率，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

所述可变增益模块，通过以下公式计算所述可变增益系数模块中可变增益系数k_a：

$k_a=\frac{L_2+L_g}{L_2};$

其中，L₂表示LCL滤波器并网侧电感参数值，L_g表示电网阻抗中等效电感参数值。

所述极点配置模块产生用于抑制LCL滤波器谐振以及由电网阻抗导致的不稳定的状态反馈信号；所述极点配置模块输出的状态反馈信号通过以下步骤来获取：

首先，通过以下公式计算抑制LCL滤波器谐振的有源阻尼系数k_c：

$k_c=\frac{2\mathrm{\ζ}}{k_{\mathrm{pwm}}}\sqrt{\frac{L_1(L_1+L_2)}{L_2{C}_f}}$

其中，ζ表示系统阻尼比，L₁、L₂、C_f分别表示LCL滤波器逆变器侧电感、并网侧电感以及滤波电容；

然后，通过以下公式计算极点配置模块中反馈系数：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_1=k_c-\frac{L_1{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}(L_g+L_2)}}\\ k_2=\frac{L_1{L}_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{C_f{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_{2+L_g}})\\ k_3=-\frac{(L_2^2+L_1{L}_g+L_2{L}_g)R_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{(L_2+L_g-C_f{R}_g^2)}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_2+L_g})\end{array}\right.$

式中，k₁、k₃、k₂分别表示极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数，k_pwm表示调制波至逆变桥输出传递函数，L_g、R_g分别表示电网阻抗中等效电感和等效电阻；

逆变侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中逆变器输出电流的状态变量反馈增益系数k₁，并网侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中并网电流的状态变量反馈增益系数k₃，滤波电容电压检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中电容电压的状态变量反馈增益系数k₂，将以上三个输出信号相加后形成状态反馈信号。

所述SPWM单元通过计算可变增益模块的输出信号和状态反馈信号之差产生用于调节并网侧电流的调制信号，将调制信号输入到SPWM单元中与三角载波信号进行比较产生用于控制逆变器开关的SPWM脉冲调制信号；

所述极点配置模块和可变增益系数模块是采用基于系统状态反馈实现极点配置的反馈控制模块；所述参考电流合成模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q进行合成的。

图2为本发明实施例提供的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制方法流程图，如图所示，基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制方法，包括以下步骤：

S1：通过功率外环控制器形成直流参考电流，稳定逆变器直流侧电压；所述功率外环控制器采用带低通滤波器的PI控制器，所述PI功率外环控制器的传递函数G_cv(s)表达式为：

$G_{\mathrm{cv}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s({\mathrm{\τ}}_{2}s+1)};$

式中，τ₀表示比例常数，τ₂表示积分时间常数，τ₁表示微分时间常数，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

S2：通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的并网点电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值；

所述并网侧电流检测模块的输出信号经过参考系转换模块后，与并网电流给定值作差，其所形成的误差信号输入电流环控制器的输入端；

S3：通过电流环控制器作用产生用于调节并网侧电流的调节信号，所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_C表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由并网公共点所提取的电网电压基波频率，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

S4：电流环控制器的输出调节信号，通过可变增益模块调整电流环控制器输出调节信号的大小，消除电网阻抗对调节信号的影响；通过以下公式计算所述可变增益系数模块中可变增益系数k_a：

$k_a=\frac{L_2+L_g}{L_2};$

其中，L₂表示LCL滤波器并网侧电感参数值，L_g表示电网阻抗中等效电感参数值；

S5：采集逆变侧电流、滤波电容电压以及并网侧电流并输入到极点配置模块；

S6：通过极点配置模块产生用于抑制LCL滤波器谐振以及由电网阻抗导致的不稳定的状态反馈信号；

所述极点配置模块输出的状态反馈信号通过以下步骤来获取：

首先，通过以下公式计算抑制LCL滤波器谐振的有源阻尼系数k_c：

$k_c=\frac{2\mathrm{\ζ}}{k_{\mathrm{pwm}}}\sqrt{\frac{L_1(L_1+L_2)}{L_2{C}_f}}$

其中，ζ表示系统阻尼比，L₁、L₂、C_f分别表示LCL滤波器逆变器侧电感、并网侧电感以及滤波电容；

然后，通过以下公式计算极点配置模块中反馈系数：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_1=k_c-\frac{L_1{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}(L_g+L_2)}}\\ k_2=\frac{L_1{L}_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{C_f{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_{2+L_g}})\\ k_3=-\frac{(L_2^2+L_1{L}_g+L_2{L}_g)R_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{(L_2+L_g-C_f{R}_g^2)}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_2+L_g})\end{array}\right.$

式中，k₁、k₃、k₂分别表示极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数，k_pwm表示调制波至逆变桥输出传递函数，L_g、R_g分别表示电网阻抗中等效电感和等效电阻。

逆变侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中逆变器输出电流的状态变量反馈增益系数k₁，并网侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中并网电流的状态变量反馈增益系数k₃，滤波电容电压检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中电容电压的状态变量反馈增益系数k₂，将以上三个输出相加后形成状态反馈信号；

S7：计算可变增益模块的输出信号和状态反馈信号之差产生用于调节并网侧电流的调制信号，将调制信号输入到SPWM单元中与三角载波信号进行比较产生用于控制逆变器开关的SPWM脉冲调制信号。

所述极点配置模块和可变增益系数模块是采用基于系统状态反馈实现极点配置的反馈控制模块；所述参考电流合成模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q进行合成的。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：包括直流输入源、直流侧电压检测模块、逆变器、逆变侧电流检测模块、LCL滤波器、滤波电容电压检测模块、并网侧电流检测模块、并网点电压检测模块、功率外环控制器、并网参考电流合成模块、电流环控制器、可变增益系数模块、极点配置模块和SPWM单元；

所述直流输入源，用于连接外部的直流输入源；

所述直流侧电压检测模块，用于采集逆变器直流侧电压；

所述逆变器，用于实现直流电到交流电的转换；

所述逆变侧电流检测模块，用于采集逆变侧三相交流电流；

所述LCL滤波器，用于滤除逆变侧输出电流中的高频谐波分量；

所述滤波电容电压检测模块，用于采集LCL滤波器中滤波电容的三相交流电压；

所述并网侧电流检测模块，用于采集并网侧三相交流电流；

所述并网点电压检测模块，用于采集并网点三相交流电压；

所述功率外环控制器，用于稳定逆变器直流侧电压；

所述并网参考电流合成模块，用于计算并网电流给定值；

所述电流环控制器，用于调节并网侧电流跟踪并网电流给定值；

所述可变增益系数模块以及极点配置模块，用于抑制电网阻抗对系统稳定性的影响；

所述SPWM单元，用于提供SPWM调制信号，控制逆变器开关器件导通或关断；

所述直流输入源与逆变器的输入端连接，所述逆变器的输出端与LCL滤波器的输入端连接，所述LCL滤波器的输出端与电网连接；

所述LCL滤波器的逆变侧和并网侧分别设置有逆变侧电流检测模块和并网侧电流检测模块，LCL滤波器的滤波电容处设置有滤波电容电压检测模块，所述逆变侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出端与极点配置模块的输入端连接；所述并网侧电流检测模块的输出端分别与极点配置模块和电流环控制器的输入端连接；

所述极点配置模块的输入端与逆变侧电流检测模块、滤波电容电压检测模块以及并网侧电流检测模块的输出端连接，输入信号分别乘以极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数k1、k3、k2后形成状态反馈信号，将以上三个状态反馈信号相加后与可变增益系数模块的输出作差连接；

所述并网点设置有电压检测模块，所述并网点电压检测模块的的输出端与参考电流合成模块的输入端连接；所述参考电流合成模块的输出端与电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与可变增益系数模块的输入端连接；所述可变增益系数模块的输出端与所述极点配置模块的输出端作差连接，然后与SPWM单元的输入端连接；

所述逆变器直流侧设置有逆变器直流侧电压检测模块，所述逆变器直流侧电压检测模块的输出与参考电压信号作差后，与功率外环控制器的输入端连接，所述功率外环控制器的输出信号与逆变器直流侧电压检测模块的输出相乘后，输出端与参考电流合成模块的输入端连接。

2.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：还包括参考系转换模块；

所述参考系转换模块，用于实现三相静止参考系和两相静止参考系之间的转换；

所述逆变侧电流检测模块、并网侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出端与参考系转换模块的输入端连接；所述逆变侧电流检测模块和滤波电容电压检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端与极点配置模块的输入端连接；所述并网侧电流检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端分别与极点配置模块和电流环控制器的输入端连接；

所述并网点电压检测模块的输出端与参考系转换模块的输入端连接；所述并网点电压检测模块的输出经过参考系转换模块后的输出端与参考电流合成模块的输入端连接；所述参考电流合成模块的输出端与电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与可变增益系数模块的输入端连接；所述可变增益系数模块的输出端与所述极点配置模块的输出端作差连接，然后与参考系转换模块的输入端连接；所述参考系转换模块的输出端与SPWM单元的输入端连接。

3.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：所述功率外环控制器采用带低通滤波器的PI控制器，所述PI功率外环控制器的传递函数G_cv(s)表达式为：

$G_{\mathrm{cv}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s({\mathrm{\τ}}_{2}s+1)};$

式中，τ₀表示比例常数，τ₂表示积分时间常数，τ₁表示微分时间常数，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

4.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：所述并网参考电流合成模块，通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的并网点电压基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网点电压基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P_ref表示瞬时有功功率给定值。

5.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_C表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由并网公共点所提取的电网电压基波频率，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

6.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：所述可变增益模块，通过以下公式计算所述可变增益系数模块中可变增益系数k_a：

$k_a=\frac{L_2+L_g}{L_2};$

其中，L₂表示LCL滤波器并网侧电感参数值，L_g表示电网阻抗中等效电感参数值。

7.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：所述极点配置模块产生用于抑制LCL滤波器谐振以及由电网阻抗导致的不稳定的状态反馈信号；所述极点配置模块中的状态变量反馈增益系数通过以下步骤来获取：

首先，通过以下公式计算抑制LCL滤波器谐振的有源阻尼系数k_c：

$k_c=\frac{2\mathrm{\ζ}}{k_{\mathrm{pwm}}}\sqrt{\frac{L_1(L_1+L_2)}{L_2{C}_f}}$

其中，ζ表示系统阻尼比，L₁、L₂、C_f分别表示LCL滤波器逆变器侧电感、并网侧电感以及滤波电容；

然后，通过以下公式计算极点配置模块中状态反馈系数：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_1=k_c-\frac{L_1{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}(L_g+L_2)}}\\ k_2=\frac{L_1{L}_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{C_f{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_{2+L_g}})\\ k_3=-\frac{(L_2^2+L_1{L}_g+L_2{L}_g)R_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{(L_2+L_g-C_f{R}_g^2)}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_2+L_g})\end{array}\right.$

式中，k₁、k₃、k₂分别表示极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数，k_pwm表示调制波至逆变桥输出传递函数，L_g、R_g分别表示电网阻抗中等效电感和等效电阻；

逆变侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中逆变器输出电流的状态变量反馈增益系数k₁，并网侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中并网电流的状态变量反馈增益系数k₃，滤波电容电压检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中电容电压的状态变量反馈增益系数k₂，将以上三个输出信号相加后形成状态反馈信号。

8.根据权利要求1所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统，其特征在于：所述SPWM单元通过计算可变增益模块的输出信号和状态反馈信号之差产生用于调节并网侧电流的调制信号，将调制信号输入到SPWM单元中与三角载波信号进行比较产生用于控制逆变器开关的SPWM脉冲调制信号；

所述极点配置模块和可变增益系数模块是采用基于系统状态反馈实现极点配置的反馈控制模块；所述参考电流合成模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q进行合成的。

9.根据权利要求1-8所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制系统所进行的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：通过功率外环控制器形成直流参考电流，稳定逆变器直流侧电压；所述功率外环控制器采用带低通滤波器的PI控制器，所述PI功率外环控制器的传递函数G_cv(s)表达式为：

$G_{\mathrm{cv}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s({\mathrm{\τ}}_{2}s+1)};$

式中，τ₀表示比例常数，τ₂表示积分时间常数，τ₁表示微分时间常数，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

S2：通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ref}}\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的并网点电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值；

所述并网侧电流检测模块的输出信号经过参考系转换模块后，与并网电流给定值作差，其所形成的误差信号输入电流环控制器的输入端；

S3：通过电流环控制器作用产生用于调节并网侧电流的调节信号，所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_C表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由并网公共点所提取的电网电压基波频率，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

S4：电流环控制器的输出调节信号，通过可变增益模块抑制LCL滤波器谐振和电网阻抗对系统稳定性的影响，消除电网阻抗对调节信号的影响；通过以下公式计算所述可变增益系数模块中可变增益系数k_a：

$k_a=\frac{L_2+L_g}{L_2};$

其中，L₂表示LCL滤波器并网侧电感参数值，L_g表示电网阻抗中等效电感参数值；

S5：采集逆变侧电流、滤波电容电压以及并网侧电流并输入到极点配置模块；

S6：通过极点配置模块产生用于抑制LCL滤波器谐振以及由电网阻抗导致的不稳定的状态反馈信号；

所述极点配置模块输出的状态反馈信号通过以下步骤来获取：

首先，通过以下公式计算抑制LCL滤波器谐振的有源阻尼系数k_c：

$k_c=\frac{2\mathrm{\ζ}}{k_{\mathrm{pwm}}}\sqrt{\frac{L_1(L_1+L_2)}{L_2{C}_f}}$

其中，ζ表示系统阻尼比，L₁、L₂、C_f分别表示LCL滤波器逆变器侧电感、并网侧电感以及滤波电容；

然后，通过以下公式计算极点配置模块中反馈系数：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_1=k_c-\frac{L_1{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}(L_g+L_2)}}\\ k_2=\frac{L_1{L}_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{C_f{R}_g}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_{2+L_g}})\\ k_3=-\frac{(L_2^2+L_1{L}_g+L_2{L}_g)R_g}{k_{\mathrm{pwm}}{L}_2(L_2+L_g)}+\frac{(L_2+L_g-C_f{R}_g^2)}{k_{\mathrm{pwm}}(L_2+L_g)}(-k_c{k}_{\mathrm{pwm}}+\frac{L_1{R}_g}{L_2+L_g})\end{array}\right.$

式中，k₁、k₃、k₂分别表示极点配置模块中逆变器输出电流、并网电流和电容电压的状态变量反馈增益系数，k_pwm表示调制波至逆变桥输出传递函数，L_g、R_g分别表示电网阻抗中等效电感和等效电阻；

逆变侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中逆变器输出电流的状态变量反馈增益系数k₁，并网侧电流检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中并网电流的状态变量反馈增益系数k₃，滤波电容电压检测模块的输出经参考系转换模块后乘以极点配置模块中电容电压的状态变量反馈增益系数k₂，将以上三个输出相加后形成状态反馈信号；

S7：计算可变增益模块的输出信号和状态反馈信号之差产生用于调节并网侧电流的调制信号，将调制信号输入到SPWM单元中与三角载波信号进行比较产生用于控制逆变器开关的SPWM脉冲调制信号。

10.根据权利要求9所述的基于极点配置的三相LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于：所述极点配置模块和可变增益系数模块是采用基于状态反馈实现极点配置的反馈控制模块；所述参考电流合成模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q进行合成的。

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