CN103560690A - 一种单相lcl型并网逆变器谐波阻尼控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法，主要包括基波控制环、谐波阻尼环和电容电流内环三个部分。其中基波控制环可以让入网电流无差跟踪电流指令信号中的基波成分变化，实现高功率因数并网；谐波阻尼环可同时抑制电网背景谐波电压和来源于电流指令信号谐波成分对并网逆变器入网电流的影响，提供高品质的入网电流；电容电流内环的作用为增加系统阻尼，抑制LCL谐振尖峰，提高系统稳定性。本发明方法实现简单，能够增强并网逆变器入网电流对电网背景谐波电压和电流指令信号中谐波成分的抑制能力，提高并网逆变器入网电流质量，适用于采用LCL型滤波器的并网光伏发电系统以及燃料电池、风力发电并网系统。

Description

一种单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法

技术领域

本发明涉及并网逆变器控制技术领域,特别是一种单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法。

背景技术

近年来，随着传统化石能源的不断衰竭，新能源发电技术越来越受到人们的重视。将新能源发电应用于并网发电系统，实现能源就地消费是利用新能源的有效手段。并网逆变器是并网发电系统的核心器件，一般采用电流控制方式。入网电流的总谐波失真(THD)是衡量并网发电质量的重要指标，IEEEStd929-2000标准要求总谐波失真小于5%。为了获得高品质的入网电流质量，并网逆变器输出侧常配置LCL型滤波器，LCL型滤波器相比L型滤波器，需要的电感量小，具有更好的高频毛刺衰减效果，但LCL型滤波器为三阶系统，存在谐振问题。

为了解决LCL滤波器的谐振问题，研究人员提出了多种控制策略，包括无源阻尼法和有源阻尼法，无源阻尼法是在电容支路串联电阻提高系统阻尼特性，这种方法实现简单，但会带来额外的功率损耗问题。有源阻尼法是在不增加系统损耗的前提下，有效增加系统阻尼，抑制系统谐振。包括反馈电容电流或反馈逆变器侧电感电流的双闭环入网电流控制技术、分裂电容法、陷波器校正法等，目前，应用较广泛的有源阻尼法是反馈电容电流的双闭环入网电流控制技术。

除了谐振问题，LCL型并网逆变器的另一个问题是对电网背景谐波电压和来源于指令信号谐波成分的抑制能力有限。虽然采用电网电压全前馈控制策略可以消除电网背景谐波电压对逆变器入网电流的影响。但电网电压的全前馈控制需进行多次微分，过程较复杂，且不能抑制指令信号中谐波成分对入网电流的影响。

单相并网逆变器入网电流指令信号可由直流侧电压PI闭环控制输出信号乘以电网基波电压同步信号得到。直流侧电压两端的纹波波动是入网电流指令信号产生谐波成分的重要原因，尽管增大直流侧电容容值可以减小直流侧电压两端的纹波波动，但会增加投资成本。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法，增强并网逆变器入网电流对谐波扰动的抑制能力，提高并网逆变器入网电流质量。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法，该方法为：

1）单相LCL型并网逆变器入网电流指令信号与检测到的单相LCL型并网逆变器入网电流信号I₂相减，误差通过基波控制环准比例谐振控制器G_f(s)作用，得到基波控制环输出信号；其中所述基波控制环准比例谐振控制器G_f(s)的表达式为：

$G_f\left(s\right)=K_{p1}+\frac{{2K}_{I1}{\mathrm{\ω}}_{c1}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_1^2};$

其中，s为复频域中的复频率变量；K_P1为基波控制环准比例谐振控制器的比例系数，取值范围0到10；ω₁表示单相电网的基波角频率，K_I1为基波频率处的谐振增益，ω_c1表示基波频率处的截止频率；

2）将0与检测到的单相光伏并网逆变器入网电流信号I₂相减，误差通过谐波阻尼环准比例谐振控制器G_h(s)作用，得到谐波阻尼环输出信号；其中所述谐波阻尼环准比例谐振控制器G_h(s)的表达式如下：

$G_h\left(s\right)=K_{\mathrm{ph}}+\underset{h=\mathrm{3,5,7}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2K}_{\mathrm{Ih}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s+{\mathrm{\ω}}_h^2};$

其中，K_Ph为谐波阻尼环准比例谐振控制器的比例系数，取值范围0到10；h表示希望进行阻尼抑制的谐波次数，ω_h表示h次谐波的角频率，K_Ih为h次谐波频率处的谐振增益，ω_ch表示h次谐波频率处的截止频率；

3）将基波控制环输出信号加上谐波阻尼环输出信号得到单相LCL型并网逆变器中LCL滤波器的电容电流内环指令信号

；

4）将电容电流内环指令信号

与检测到的LCL滤波器电容电流信号I_C相减，误差通过比例控制器作用，得到单相LCL型并网逆变器的电压调制信号U_inv，通过高频PWM调制来驱动单相LCL型并网逆变器的开关器件，获得期望的逆变器入网电流。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明方法简单易实现，增强了并网逆变器入网电流对电网背景谐波电压和电流指令信号中谐波成分的抑制能力，提高了并网逆变器入网电流质量，使得入网电流总谐波失真小于5%，适用于采用LCL型滤波器的并网光伏发电系统以及燃料电池、风力发电并网系统。

附图说明

图1为单相光伏并网逆变器结构图；

图2为入网电流指令信号获取框图；

图3为常规电流跟踪策略闭环控制框图；

图4为新型谐波阻尼策略的并网逆变器调制信号生成框图；

图5为新型谐波阻尼策略闭环控制框图；

图6为两种策略下的电流跟踪闭环传递函数H(s)的伯德图；图6中虚线为常规电流控制策略电流跟踪闭环传递函数H(s)的伯德图；实线为本发明谐波阻尼策略电流跟踪闭环传递函数H(s)的伯德图；

图7为两种策略下的电网电压等效并联导纳Y(s)的伯德图；图7中虚线为常规电流控制策略电网电压等效并联导纳Y(s)的伯德图；实线为本发明谐波阻尼策略电网电压等效并联导纳Y(s)的伯德图；

图8为两种策略在无背景谐波电压环境下的仿真结果；图8(a)常规电流控制策略的仿真结果；图8(b)本发明谐波阻尼策略的仿真结果；

图9为两种策略在有背景谐波电压环境下的仿真结果；图9(a)常规电流控制策略的仿真结果；图9(b)本发明谐波阻尼策略的仿真结果。

具体实施方式

以并网光伏发电系统为例进行说明，图1为单相光伏系统结构示意图，由光伏阵列、前级Boost升压电路、后级并网逆变器、LCL滤波器组成。图中U_pv和I_pv为光伏阵列输出电压和电流，I₁为逆变器侧电感电流，I₂为网侧电感电流，I_C为滤波电容电流，U_dc为逆变电路直流储能电容电压，U_grid为电网电压，L_grid和R_grid代表电网阻抗，U_pcc为并网逆变器并网点电压。前级Boost升压电路实现最大功率点跟踪控制，通过控制开关管S₀的导通与关断，完成光伏侧能量到直流侧的单相传递。后级并网逆变器实现并网电流跟踪控制和前后级直流侧电压的稳压控制。

为稳定直流侧电压，采用简单的PI控制器减少运算量和提高速度。根据功率平衡原理，入网电流指令信号

可由直流侧电压PI闭环控制输出信号乘以电网基波电压同步信号后得到，入网电流指令信号获取框图如图2所示，可表示为：

$I_2^{*}\left(s\right)=(U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{dcref}})\·(k_{\mathrm{pu}}+\frac{k_{\mathrm{iu}}}{s})\·{\sin \mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}---\left(1\right)$

其中U_dcref为直流侧参考电压，k_pu和k_iu分为PI控制器的比例系数和积分系数，sinθ_PLL为电网基波电压同步信号，电网基波电压同步信号可通过锁相环技术获取。当电网无背景谐波电压时，两级式单相并网逆变器交直流侧瞬时功率交换会使直流侧电压产生2次纹波波动，在指令信号中产生3次谐波成分。当电网含有背景谐波电压成分时，谐波电压不仅直接污染入网电流质量，而且通过交直流侧瞬时功率交换在直流侧电压产生高次纹波波动，在指令信号中产生多种谐波成分。为了提升入网电流质量，需要在控制策略采取措施来增强并网逆变器对谐波扰动的抑制能力。

为了理解本发明谐波阻尼策略的提出动机，首先对常规电流跟踪控制策略进行分析。图3为常规电流跟踪策略闭环控制框图，采用反馈电容电流的双闭环入网电流控制技术。其中逆变桥可等效为比例环节k_PWM，G_outer(s)为外环控制器，可采用PI控制器或比例谐振控制器，实现入网电流对指令电流信号的跟踪控制。内环采用电容电流反馈环，用以增加系统阻尼，抑制LCL的谐振尖峰，采用比例P控制，k_e为电流内环P控制器比例系数，由图3可得入网电流的闭环传递函数为：

$I_2\left(s\right)=\frac{G_1\left(s\right)G_{\mathrm{outer}}\left(s\right)}{G_1\left(s\right)G_{\mathrm{outer}}\left(s\right)+1}{I}_2^{*}\left(s\right)-\frac{G_2\left(s\right)}{G_1\left(s\right)G_{\mathrm{outer}}\left(s\right)+1}{U}_{\mathrm{pcc}}\left(s\right)---\left(2\right)$

其中

为入网电流指令信号，U_pcc(s)为公共连接点电压，传递函数G₁(s)和G₂(s)可表示为：

$G_1\left(s\right)=\frac{k_e{k}_{\mathrm{PWM}}}{L_1{L}_2{\mathrm{Cs}}^3+L_2{\mathrm{CK}}_e{k}_{\mathrm{PWM}}{s}^2+(L_1+L_2)s}---\left(3\right)$

$G_2\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+k_e{k}_{\mathrm{PWM}}\mathrm{Cs}+1}{L_1{L}_2{\mathrm{Cs}}^3+L_2{\mathrm{CK}}_e{k}_{\mathrm{PWM}}{s}^2+(L_1+L_2)s}---\left(4\right)$

对式（2）进行简单分析可知，为了较好地跟踪入网电流指令信号中的基波成分而抑制电流指令信号中的谐波成分，外环控制器G_outer(s)在基波频率处需表现出高增益，而在谐波频率处增益则尽可能小。而为了得到较好的电网背景谐波电压抑制效果，外环控制器G_outer(s)在谐波频率处又需要表现出高增益，这是一个矛盾的选择。因此，常规的电流跟踪控制策略难以同时较好地抑制电网背景谐波电压和来源于指令信号中谐波成分对并网逆变器入网电流的影响。

常规电流跟踪控制策略中基波控制回路和谐波控制回路为同一回路，而基波频域和谐波频域的控制目标又不一致，因此导致常规电流跟踪控制策略在抑制电网背景谐波电压方面和抑制指令信号中谐波成分方面存在矛盾。考虑比例谐振控制器在选定频率处具有高增益，而在其他频率处的增益较小，可通过比例谐振控制器来实现基波频域和谐波频域的独立控制。为此，本发明提出一种谐波阻尼策略，并网逆变器调制信号生成框图如图4所示。

图4中，并网逆变器电压调制信号可表示为：

$U_{\mathrm{inv}}\left(s\right)=k_e{G}_f\left(s\right)*[I_2^{*}\left(s\right)-I_2\left(s\right)]-k_e{G}_h\left(s\right)*I_2\left(s\right)-k_e{I}_C\left(s\right)---\left(5\right)$

式（5）由3部分组成，第1部分为基波控制环输出信号，基波控制环的控制目标是精确无差跟踪指令信号中的基波成分，同时抑制指令信号中的谐波成分对入网电流的影响，因此基波环控制器G_f(s)可选择易于工程实现的基波频率处准比例谐振控制器，其表达式为：

$G_f\left(s\right)=K_{P1}+\frac{{2K}_{I1}{\mathrm{\ω}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}---\left(6\right)$

其中，比例系数K_P1作用为加速电流跟踪动态响应速度，K_I1为基波频率处的谐振增益，ω_c1表示基波频率处的截止频率。式（5）第2部分为谐波阻尼环输出信号，谐波阻尼环的控制目标是抑制入网电流中的谐波成分，使入网电流中的主要谐波成分为零，G_h(s)为谐波环控制器，采用谐波频率处的准比例谐振控制器，其表达式为：

$G_h\left(s\right)=K_{\mathrm{Ph}}+\underset{h=\mathrm{3,5,7}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2K}_{\mathrm{Ih}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s+{\mathrm{\ω}}_h^2}---\left(7\right)$

相应的，K_Ph为比例调节器，K_Ih为h次谐波频率处的谐振增益，ω_ch表示h次谐波频率处的截止频率。类似于常规反馈电容电流双闭环入网电流控制技术，式（5）第3部分电容电流内环的作用为增加系统阻尼，抑制LCL谐振尖峰，提高系统稳定性，采用简单的比例P控制。由于基波环控制器和谐波环控制器分别在基波频率处和选定谐波频率处具有高增益，因此基波控制环和谐波阻尼环可分别对入网电流中的基波成分和谐波成分进行单独控制，实现不同的控制目标。

根据上面分析，可以得到本发明谐波阻尼控制方法的具体实现步骤为：

（1）入网电流指令信号

与电流传感器检测到的逆变器入网电流信号I₂相减后，通过控制器G_f(s)作用得到基波控制环输出信号；

（2）0与电流传感器检测到的逆变器入网电流信号I₂相减后，通过控制器G_h(s)作用得到谐波阻尼环输出信号；

（3）将基波控制环输出信号加上谐波阻尼环输出信号得到电容电流内环指令信号

；

（4）电容电流内环指令信号

与电流传感器检测到的电容电流信号I_C相减后，通过比例控制器作用得到单相全桥逆变器的调制信号U_inv，通过高频PWM调制来驱动全桥逆变器开关器件，获得期望的逆变器入网电流。

所述步骤（1）中，控制器G_f(s)的表达式为：

$G_f\left(s\right)=K_{p1}+\frac{{2K}_{I1}{\mathrm{\ω}}_{c1}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}$

其中：K_P1为基波控制环中准比例谐振控制器的比例系数，ω₁表示基波角频率，K_I1为基波频率处的谐振增益，ω_c1表示基波频率处的截止频率。

所述步骤（2）中，控制器G_h(s)的表达式为：

$G_h\left(s\right)=K_{\mathrm{ph}}+\underset{h=\mathrm{3,5,7}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2K}_{\mathrm{Ih}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s+{\mathrm{\ω}}_h^2}$

其中：K_Ph为谐波阻尼环中准比例谐振控制器的比例系数，h表示希望进行阻尼抑制的谐波次数，ω_h表示h次谐波的角频率，K_Ih为h次谐波频率处的谐振增益，ω_ch表示h次谐波频率处的截止频率，在单相系统中，h可选择3、5、7等主要次谐波。

由图4并网逆变器调制信号生成框图可得到对应的闭环电流控制框图如图5所示。采用本发明谐波阻尼策略后，入网电流闭环传递函数为：

$I_2\left(s\right)=H\left(s\right)I_2^{*}\left(s\right)-Y\left(s\right)U_{\mathrm{pcc}}\left(s\right)---\left(8\right)$

其中，H(s)为电流跟踪的闭环传递函数，Y(s)为并网逆变器对电网电压的等效并联导纳，可分别表示为：

$H\left(s\right)=\frac{G_1\left(s\right)G_f\left(s\right)}{G_1\left(s\right)G_f\left(s\right)+G_1\left(s\right)G_h\left(s\right)+1}---\left(9\right)$

$Y\left(s\right)=\frac{G_2\left(s\right)}{G_1\left(s\right)G_f\left(s\right)+G_1\left(s\right)G_h\left(s\right)+1}---\left(10\right)$

当令H(s)和Y(s)中谐波环控制器G_h(s)=0，可得到常规电流跟踪控制策略相对应的闭环传递函数，为了进一步佐证本发明谐波阻尼策略的优越性，我们对本发明谐波阻尼策略和常规电流跟踪策略两种策略下的传递函数伯德图进行对比分析，两种策略下的H(s)和Y(s)的伯德图分别为图6、图7所示。其中谐波频率处的比例谐振控制器G_h(s)调谐在3、5、7次谐波频率处。

图6中，与预期一致，没有谐波阻尼环的常规电流跟踪策略闭环传函（虚线）在3次、5次等谐波频率处仍然有较大闭环增益，导致指令信号中谐波成分引入入网电流。而采用本发明谐波控制策略后，电流跟踪闭环传递函数（实线）在基波频率处增益接近于0dB，跟踪相角差接近于0°，而在低频段和选定谐波频率处增益较小。因此，采用本发明谐波阻尼策略后，入网电流可无差跟踪电流指令信号中的基波成分变化，同时抑制指令信号中谐波成分的影响。

电网电压在式(7)中是一个扰动分量。图7中，没有谐波阻尼环时，Y(s)仅在基波频率处拥有较低的增益，而对电网背景谐波电压的抑制能力较弱。而采用新型谐波阻尼策略后，Y(s)不仅在基波频率和指定谐波频率处拥有较低的增益，而且拉低了整个低频段的闭环增益，因此电网电压对入网电流的扰动影响被有效衰减。

图8为逆变器运行在无背景谐波环境下的仿真结果，图中U_pcc、I_ref和I_inv1分别表示公共连接点电压、入网电流指令信号和入网电流。当电网无背景谐波电压时，入网电流质量主要受指令信号中的3次谐波成分影响，图8（a）和图8（b）分别为采用没有谐波阻尼环的常规电流跟踪控制策略和加入谐波阻尼环的新型谐波控制策略的仿真波形。与理论分析相一致，当采用常规电流跟踪控制策略时，电流跟踪闭环传递函数在3次谐波处拥有较高增益，指令信号中的3次谐波成分被引入入网电流，而当逆变器采用新型谐波阻尼策略后，逆变器网侧输出电流几乎不含3次谐波成分，输出高品质的入网电流。

图9为逆变器运行在有背景谐波环境下的仿真结果，其中背景谐波环境为在正常电网电压中叠加有效值为15V的5次谐波电压分量和有效值为10V的7次谐波电压分量，叠加谐波后的电压总谐波失真高达8.2%。图9（a）和图9（b）分别为常规电流跟踪控制策略和本发明谐波阻尼策略的仿真波形。图9(a)中，逆变器网侧输出电流受电网背景谐波和指令信号中谐波成分的双重影响，导致逆变器入网电流畸变严重，总谐波失真达31.8%。而在图9(b)中，通过谐波阻尼环的作用，逆变器入网电流可有效抑制电网背景谐波电压和指令信号中谐波成分的影响，入网电流总谐波失真仅为3.87%。

上述仿真结果充分证明本发明谐波阻尼策略可有效抑制电网背景谐波电压和指令信号中谐波成分对入网电流的影响，增强并网逆变器在恶劣环境下的生存能力，保证了高品质的入网电流质量。

Claims (3)

1.一种单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法，其特征在于，该方法为：1）单相LCL型并网逆变器入网电流指令信号

与检测到的单相LCL型并网逆变器入网电流信号I₂相减，误差通过基波控制环准比例谐振控制器G_f(s)作用，得到基波控制环输出信号；其中所述基波控制环准比例谐振控制器G_f(s)的表达式为：

$G_f\left(s\right)=K_{p1}+\frac{{2k}_{I1}{\mathrm{\ω}}_{c1}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c1}s+{\mathrm{\ω}}_1^2};$

其中，s为复频域中的复频率变量；K_P1为基波控制环准比例谐振控制器的比例系数，取值范围为0到10；ω₁表示单相电网的基波角频率；K_I1为基波频率处的谐振增益；ω_c1表示基波频率处的截止频率；

2）将0与检测到的单相光伏并网逆变器入网电流信号I₂相减，误差通过谐波阻尼环准比例谐振控制器G_h(s)作用，得到谐波阻尼环输出信号；其中所述谐波阻尼环准比例谐振控制器G_h(s)的表达式如下：

$G_h\left(s\right)=K_{\mathrm{ph}}+\underset{h=\mathrm{3,5,7}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2K}_{\mathrm{Ih}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s+{\mathrm{\ω}}_h^2};$

其中，K_Ph为谐波阻尼环准比例谐振控制器的比例系数，取值范围为0到10；h表示希望进行阻尼抑制的谐波次数；ω_h表示h次谐波的角频率；K_Ih为h次谐波频率处的谐振增益；ω_ch表示h次谐波频率处的截止频率；

3）将基波控制环输出信号加上谐波阻尼环输出信号得到单相LCL型并网逆变器中LCL滤波器的电容电流内环指令信号

；

4）将电容电流内环指令信号

与检测到的LCL滤波器电容电流信号I_C相减，误差通过比例控制器作用，得到单相LCL型并网逆变器的电压调制信号U_inv，通过高频PWM调制来驱动单相LCL型并网逆变器的开关器件，获得期望的逆变器入网电流。

2.根据权利要求1所述的单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法，其特征在于，所述步骤1）中，K_P1取值范围为0到10。

3.根据权利要求1或2所述的单相LCL型并网逆变器谐波阻尼控制方法，其特征在于，所述步骤2）中，K_Ph取值范围为0到10。

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