CN109039117B - 高功率密度飞机交流变换器及其输入侧低次谐波抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高功率密度飞机交流变换器及其输入侧低次谐波抑制方法，用于解决现有飞机交流变换器功率密度低的技术问题。技术方案是交流变换器包括PWM整流、DAB变换和单相逆变电路。所述的PWM整流电路由三相全控整流桥、三相交流电感和输出滤波电容组成。三相全控整流桥包括三组整流桥臂，三组整流桥臂并联电连接。在每组整流桥臂上，串接一个使桥臂电流具有单向性的续流二极管。DAB变换电路由两个单相全控桥和高频变压器组成，实现输入/输出的电气隔离。单相逆变电路是单相全控桥和LC滤波电路，控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构。与现有技术相比，提高了功率密度。

Description

高功率密度飞机交流变换器及其输入侧低次谐波抑制方法
技术领域
本发明涉及一种飞机交流变换器，特别是高功率密度飞机交流变换器，还涉及这种变换器输入侧低次谐波抑制方法。
背景技术
在飞机电源系统中，交流变换器有两种：一种是将220V/50Hz变为115V/400Hz恒频交流的地面交流变换器；另一种是把恒频交流变为115V/380Hz～800Hz变频交流的机载交流变换器。按变换拓扑分，有交-直-交变换器和交-交变换器两种。
参照图11。交-直-交变换器主电路由整流器、中间直流环节和逆变器三部分组成。整流器为二极管三相桥式不控整流桥或大功率管组成的全控整流桥，逆变器是由大功率管组成的桥式电路，两者作用正好相反，整流器是将电压、频率恒定的交流电变换为恒定的直流电，逆变器是将恒定的直流电变换为电压、频率可调的交流电。中间直流环节是用电容器或电抗器对整流后的电压进行滤波、用工频变压器进行输入/输出隔离的。交-直-交变换拓扑中，需要的无源器件体积、重量大、数量多，使得整个变换器功率密度低。
参照图12。交-交变换器由两组反并联的整流桥组成。通过不断改变两桥式电路中的触发角来调节输出电压幅值，通过改变正反组切换频率调节输出电压频率。交-交变换拓扑虽然大大减少了无源器件的数量，但开关器件较多，换流过程复杂，同时，输出频率受到输入侧频率的限制。
飞机交流变换器拓扑主要存在的技术问题是功率密度低、控制复杂、不易输出宽频电压，不能满足多电/全电飞机对交流电源的需求。
同时，由于变换器负载导致输入侧电流中包含有一定数量的低次谐波。这些谐波对输入侧和变换器本身造成严重危害。例如，会导致输入侧设备的额外功率损失，降低了发电和输电的效率，甚至会引起传输线过热导致火灾。同时，谐波会使电容器、电缆等设备过热，造成绝缘老化，缩短寿命，甚至损坏。
现有的低次谐波抑制技术采用的方法主要包括三大类：无源滤波技术、PWM整流技术及有源滤波技术，其中有源滤波又分为并联型、串联型、混合型。这些方法均有各自的缺点，无源滤波器不仅滤除谐波电流，还有基波电流，滤波特性依赖于电网参数，同时，滤波器件参数变化也会对滤波特性造成较大偏差。对于有源滤波器，由于微处理器的存在，有源滤波器开关频率不能满足本专利中高功率密度飞机地面或机载交流变换器的需求。采用PWM整流技术虽然有效抑制输入侧谐波，但当拓扑结构中有多级变换器负载时，仍有大量低次谐波无法抑制。因此，在高功率密度飞机交流变换器中采用合适的低次谐波抑制技术是亟待关注和解决问题。
发明内容
为了克服现有飞机交流变换器功率密度低的不足，本发明提供一种高功率密度飞机交流变换器及其输入侧低次谐波抑制方法。该交流变换器包括PWM整流、DAB变换和单相逆变电路。所述的PWM整流电路由三相全控整流桥、三相交流电感和输出滤波电容组成。三相全控整流桥包括三组整流桥臂，三组整流桥臂并联电连接。在每组整流桥臂上，串接一个使桥臂电流具有单向性的续流二极管。控制电路采用状态反馈结合前馈的双闭环控制结构。DAB变换电路由两个单相全控桥和高频变压器组成，实现输入/输出的电气隔离，控制电路采用移相控制结构。单相逆变电路是单相全控桥和LC滤波电路，控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构。与现有技术相比，提高了功率密度。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种高功率密度飞机交流变换器，其特点是：包括PWM整流、DAB变换和单相逆变电路。所述的PWM整流电路由三相全控整流桥、三相交流电感和输出滤波电容组成。三相全控整流桥由三组整流桥臂并联电连接而成。在每组整流桥臂上，串接一个续流二极管，控制电路采用状态反馈结合前馈的双闭环控制结构。所述的DAB变换电路由两个单相全控桥和高频变压器组成，单相全桥包括两组并联电连接的整流桥臂，在每组桥臂上，串接一个续流二极管。控制电路采用移相控制结构，控制电路以输出直流电压为控制对象，与参考信号比较得到差值信号，采用移相控制得到两个单相全桥开关管的驱动信号，实现DC-DC变换。所述的单相逆变电路是单相全控桥和LC滤波电路，控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构。PWM整流电路与DAB变换电路之间、DAB变换电路与单相逆变电路之间并联有中间电容。
一种上述变换器输入侧低次谐波抑制方法，其特点是包括以下步骤：
步骤一、设计PWM整流器。
根据高功率密度飞机变换器的输入电压，得到PWM整流器输出直流电压，PWM整流器输出直流电压大于输入线电压。
从稳态条件下满足单位功率因数和抑制交流侧谐波电流两方面分析三相交流电感取值。
忽略交流侧电阻，且只考虑基波正弦量，稳态条件下满足单位功率因数：
Figure BDA0001765843680000031
式中：ω1为输入电压的角频率；Ep为交流输入侧相电压峰值；Ip为交流输入侧基波相电流峰值；UVSR,p为功率开关管交流输入侧基波相电压峰值；M是PWM相电压最大利用率，采用SPWM调制，M＝1/2。
满足抑制谐波电流时，考虑电流峰值在ω1t＝π/2处附近一个开关周期中的电流跟踪瞬态过程，电感需要满足：
Figure BDA0001765843680000032
从满足三相电压型整流的直流电压跟随性和抗扰性两方面选取输出电容值，即DAB变换的输入滤波电容值；
为满足跟随性指标，要求三相电压型整流输出电压从稳态最低值跃变到额定值的时间不大于
Figure BDA0001765843680000033
则
Figure BDA0001765843680000034
考虑由于负载变化引起的暂态过程中输入输出电流的偏差最大，过渡过程最长。而过渡过程中引起的能量偏差将全部积累在直流侧电容上。这会引起电容较大的电压波动，那么在允许的最大中间环节电压波动内，电容下限值应满足：
Figure BDA0001765843680000035
根据式(1)～(5)得到PWM整流器的相关器件参数后，采用先内环后外环的设计思路。按典型II型系统设计内环电流PI控制器，电流内环闭环传递函数为：
Figure BDA0001765843680000036
其中，KP＝KPWMKiP,KI＝KPWMKiI。
由式(6)得到电流内环阻尼比ε和自然震荡频率ωn为：
Figure BDA0001765843680000041
得到：
Figure BDA0001765843680000042
忽略谐波分量对整流器的影响，将电流内环看成惯性环节，按典型II型系统设计电压外环PI控制器。电压外环的开环传递函数为：
Figure BDA0001765843680000043
由典型II型系统控制器参数整定关系，得
Figure BDA0001765843680000044
其中，
Figure BDA0001765843680000045
为电压环中频宽。计算得电压环PI调节器参数为：
Figure BDA0001765843680000046
得到
Figure BDA0001765843680000047
步骤二、设计单相逆变器。
按照滤波特性确定二阶低通LC滤波器的L、C参数。
根据单相逆变器的闭环传递函数
Figure BDA0001765843680000048
得到闭环传递函数的特征方程为：
D(s)＝LCs3+(KipKPWM+rL)Cs2+(KvpKipKPWM+1)s+KviKipKPWM (14)
采用基于极点配置法，确定单相逆变器的控制参数：
Figure BDA0001765843680000051
步骤三、单相逆变器作为DAB变换的负载，设计其电气参数及控制参数。
忽略电路损耗，根据PWM整流器电路输出电压和单相逆变电路输入电压确定DAB变换电路中高频变压器变比及等效电感。
采用移相控制，移相角φ＝π/2时传输的功率最大。由此确定移相控制参数。
DAB变换电路与单相逆变电路之间的中间电容依据DAB变换电路无输出滤波电容时的输出脉动电压决定。
PWM整流器电压外环采用PI控制器。
PWM整流器双闭环控制结构中均采用PI控制器，DAB变换采用移相控制器，单相逆变双闭环控制结构中均采用PI控制器。交流输入侧电流波形的正弦性比较差，总谐波含量达到11.06％。
多重陷波器设计。
交流输入侧低阶奇次谐波抑制，是在PWM整流器电压外环PI控制器之前增加多重陷波器。多重陷波器的传递函数为：
Figure BDA0001765843680000052
多重陷波滤波器的特征角频率分别设计为100Hz、200Hz、300Hz和800Hz，其传递函数表示为：
Figure BDA0001765843680000053
其中，控制参数ωn＝2π*100rad/s，A1＝A2＝A3＝A8＝1，Q＝1。
PWM整流器电压外环采用PI控制器+多重陷波器。
PWM整流控制外环采用PI控制器+多重陷波器，其中k＝1，2，3，8。交流输入侧电流波形有更好的正弦度，输入侧电流中总谐波含量降低。
本发明的有益效果是：该交流变换器包括PWM整流、DAB变换和单相逆变电路。所述的PWM整流电路由三相全控整流桥、三相交流电感和输出滤波电容组成。三相全控整流桥包括三组整流桥臂，三组整流桥臂并联电连接。在每组整流桥臂上，串接一个使桥臂电流具有单向性的续流二极管。控制电路采用状态反馈结合前馈的双闭环控制结构。DAB变换电路由两个单相全控桥和高频变压器组成，实现输入/输出的电气隔离，控制电路采用移相控制结构。单相逆变电路是单相全控桥和LC滤波电路，控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构。与现有技术相比，提高了功率密度。
以下结合附图和实施例详细说明本发明。
附图说明
图1是本发明高功率密度飞机交流变换器的三级结构图。
图2是图1中第一级PWM整流器的控制策略结构图。
图3是图1中第二级DAB变换主电路和控制策略结构简图。
图4是图1中第三级单相逆变主电路和控制策略结构简图。
图5是PWM整流器控制外环采用PI控制器，其他控制环节不变时，高功率密度飞机交流变换器输入侧相关波形。
图6是PWM整流器控制外环采用PI控制器，其他控制环节不变时，高功率密度飞机交流变换器输入侧电流的FFT分析结果。
图7是PWM整流器控制外环采用PI控制器+多重陷波器(k＝1，2，3，8时)，其他控制环节不变时，飞机地面/机载交流变换器输入侧相关波形。
图8是PWM整流器控制外环采用PI控制器+多重陷波器(k＝1，2，3，8时)，其他控制环节不变时，飞机地面/机载交流变换器输入侧电流的FFT分析结果。
图9是飞机地面/机载交流变换器带变阻性负载时的输出电压/电流波形。
图10是飞机地面/机载交流变换器带变阻感性负载时的输出电压/电流波形。
图11是背景技术交-直-交变换器主电路结构简图。
图12是背景技术交-交变换器主电路结构简图。
具体实施方式
参照图1－10。本发明高功率密度飞机交流变换器包括PWM整流、DAB变换和单相逆变电路。所述的PWM整流电路由三相全控整流桥、三相交流电感和输出滤波电容组成。三相全控整流桥由三组整流桥臂并联电连接。在每组整流桥臂上，串接一个使桥臂电流具有单向性的续流二极管，避免同组桥臂的两个开关管同时导通或关断而发生直通现象。控制电路采用状态反馈结合前馈的双闭环控制结构，即采样PWM整流器输出电压作为外环控制对象，采样三相输入电流作为内环控制对象。外环控制中，PWM整流器输出直流电压与参考电压的差值作为电压外环PI控制器的输入信号，其输出信号是三相输入有功电流的参考值，设置三相输入无功电流参考值为0。内环控制中，通过对三相输入电流进行解耦控制得到有功电流分量和无功电流分量，与上述的有功电流参考值和无功电流参考值分别作比较，两个差值信号分别作为电流内环PI控制器的输入信号，其输出信号经矢量变换后得到SPWM调制器的输入信号，SPWM调制器输出6个开关信号分别对三相全桥中开关管进行触发，从而实现对输出电压和输入电流的有效控制。DAB变换电路由两个单相全控桥和高频变压器组成的降压型DC-DC变换，实现输入/输出的电气隔离，控制电路采用移相控制结构，单相全桥包括两组并联电连接的整流桥臂，在每组桥臂上，串接一个续流二极管。控制电路以输出直流电压为控制对象，与参考信号比较得到差值信号，采用移相控制得到两个单相全桥开关管的驱动信号，实现DC-DC变换。单相逆变电路是单相全控桥和LC滤波电路，控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构。其输出电压与给定标准正弦波作比较，得到的误差信号经电压外环PI控制器调节补偿成为电流内环的基准信号，对基准电流与电感电流比较得到的差值进行PI调节输出单相全桥的驱动信号，进而控制输出幅值、频率可调的交流电。
另外，每两级主电路之间都需要中间电容，起到平滑波形的作用。
一种上述变换器输入侧低次谐波抑制方法的具体步骤如下：
1、设计PWM整流器。
根据高功率密度飞机变换器的输入电压，得到PWM整流器输出直流电压，PWM整流器输出直流电压必须大于输入线电压。
从稳态条件下满足单位功率因数和抑制交流侧谐波电流两方面分析三相交流电感取值。
忽略交流侧电阻，且只讨论基波正弦量，稳态条件下满足单位功率因数，需满足：
Figure BDA0001765843680000081
式中：ω1为输入电压的角频率；Ep为交流输入侧相电压峰值；Ip为交流输入侧基波相电流峰值；UVSR,p为功率开关管交流输入侧基波相电压峰值；M是PWM相电压最大利用率，采用SPWM调制，M＝1/2。
满足抑制谐波电流时，考虑电流峰值在ω1t＝π/2处附近一个开关周期中的电流跟踪瞬态过程，电感需要满足：
Figure BDA0001765843680000082
从满足三相电压型整流的直流电压跟随性和抗扰性两方面选取合适的输出电容值，也是DAB变换的输入滤波电容值；
为满足跟随性指标，要求三相电压型整流输出电压从稳态最低值跃变到额定值的时间不大于
Figure BDA0001765843680000083
则
Figure BDA0001765843680000084
考虑由于负载变化引起的暂态过程中输入输出电流的偏差最大，过渡过程最长。而过渡过程中引起的能量偏差将全部积累在直流侧电容上。这会引起电容较大的电压波动，那么在允许的最大中间环节电压波动内，电容下限值应满足：
Figure BDA0001765843680000085
根据式(1)～(5)得到PWM整流器的相关器件参数后，采用先内环后外环的设计思路。按典型II型系统设计内环电流PI控制器，电流内环闭环传递函数为：
Figure BDA0001765843680000086
其中，KP＝KPWMKiP,KI＝KPWMKiI。
由式(6)得到电流内环阻尼比ε和自然震荡频率ωn为：
Figure BDA0001765843680000091
得到：
Figure BDA0001765843680000092
忽略谐波分量对整流器的影响，将电流内环看成惯性环节，按典型II型系统设计电压外环PI控制器。电压外环的开环传递函数为：
Figure BDA0001765843680000093
由典型II型系统控制器参数整定关系，得
Figure BDA0001765843680000094
其中，
Figure BDA0001765843680000095
为电压环中频宽。计算得电压环PI调节器参数为：
Figure BDA0001765843680000096
得到
Figure BDA0001765843680000097
2、设计单相逆变器。
单相逆变的主电路由单相全控桥和LC滤波电路组成。控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构。其输出电压Uo与给定标准正弦波Uo_ref比较，得到的电压误差经电压外环PI控制器调节补偿成为电流内环的基准信号，该基准电流与电感电流iL比较得电流误差，对电流误差进行PI调节输出单相全桥的驱动信号，进而输出幅值、频率可调的交流电。
单相逆变这一级的主要硬件参数及控制参数的确定步骤如下：
按照滤波特性确定二阶低通LC滤波器的L、C参数。
根据单相逆变器的闭环传递函数
Figure BDA0001765843680000101
得到闭环传递函数的特征方程为：
D(s)＝LCs3+(KipKPWM+rL)Cs2+(KvpKipKPWM+1)s+KviKipKPWM (14)
采用基于极点配置法，确定单相逆变器的控制参数：
Figure BDA0001765843680000102
3、单相逆变器作为DAB变换的负载，设计其主要电气参数及控制参数。
DAB变换的主电路是由两个单相全控桥和高频变压器组成的降压型DC-DC变换，实现输入/输出的电气隔离。控制电路以输出直流电压Udc2为控制对象，与参考信号Udc2_ref比较得到差值信号，采用移相控制结构得到DAB变换主电路中两侧单相全桥开关管的控制信号，实现DC-DC变换。
DAB变换这一级的主要硬件参数及控制参数的确定步骤如下：
忽略电路损耗，根据PWM整流器输出电压和单相逆变输入电压确定DAB变换中高频变压器变比及等效电感。
采用移相控制，移相角φ＝π/2时传输的功率最大。由此确定移相控制参数。
DAB变换与单相逆变两级之间中间电容主要依据DAB变换无输出滤波电容时的输出脉动电压决定。
交流变换器输入侧低次谐波抑制方法：
PWM整流器电压外环采用PI控制器。
PWM整流器双闭环控制结构中均采用PI控制器，DAB变换采用移相控制器，单相逆变双闭环控制结构中均采用PI控制器。交流输入侧电流波形的正弦性比较差，总谐波含量达到11.06％。
多重陷波器设计。
交流输入侧低阶奇次谐波抑制方法就是在PWM整流器电压外环PI控制器之前增加多重陷波器。多重陷波器的传递函数为：
Figure BDA0001765843680000111
本实施例中多重陷波滤波器的特征角频率分别设计为100Hz、200Hz、300Hz和800Hz，其传递函数表示为：
Figure BDA0001765843680000112
其中，控制参数ωn＝2π*100rad/s，A1＝A2＝A3＝A8＝1，Q＝1。
PWM整流器电压外环采用PI控制器+多重陷波器。
PWM整流控制外环采用PI控制器+多重陷波器，其中k＝1，2，3，8。交流输入侧电流波形有更好的正弦度，输入侧电流中总谐波含量大大降低，为3.41％。
高功率密度飞机地面或机载交流变换器带变阻性负载时，输出电压大小随负载的变化而变化，且输出电流/电压同相位，负载切换瞬间输出电压略有下降，但很快恢复稳定。高功率密度飞机地面或机载交流变换器带阻感性负载时，输出电流/电压存在相位差。

Claims (1)

1.一种高功率密度飞机交流变换器输入侧低次谐波抑制方法，其特征在于：所述高功率密度飞机交流变换器包括PWM整流器、DAB变换电路和单相逆变器；所述的PWM整流器由三相全控整流桥、三相交流电感和输出滤波电容组成；三相全控整流桥由三组整流桥臂并联电连接而成；在每组整流桥臂上，串接一个续流二极管，控制电路采用状态反馈结合前馈的双闭环控制结构；所述的DAB变换电路由两个单相全控桥和高频变压器组成，单相全控桥包括两组并联电连接的整流桥臂，在每组桥臂上，串接一个续流二极管；控制电路采用移相控制结构，控制电路以输出直流电压为控制对象，与参考信号比较得到差值信号，采用移相控制得到两个单相全控桥开关管的驱动信号，实现DC-DC变换；所述的单相逆变器是单相全控桥和LC滤波电路，控制电路采用以滤波电感电流作为内环反馈信号、以输出电压作为外环反馈信号的双闭环控制结构；PWM整流器与DAB变换电路之间、DAB变换电路与单相逆变器之间并联有中间电容；
所述输入侧低次谐波抑制方法具体步骤如下：
步骤一、设计PWM整流器；
根据高功率密度飞机变换器的输入电压，得到PWM整流器输出直流电压，PWM整流器输出直流电压大于输入线电压；
从稳态条件下满足单位功率因数和抑制交流侧谐波电流两方面分析三相交流电感L取值；
忽略交流侧电阻，且只考虑基波正弦量，稳态条件下满足单位功率因数：
Figure FDA0002551483850000011
式中：ω1为输入电压的角频率；Ep为交流输入侧相电压峰值；Ip为交流输入侧基波相电流峰值；UVSR,p为功率开关管交流输入侧基波相电压峰值；M是PWM相电压最大利用率，采用SPWM调制，M＝1/2；Udc1表示采样PWM整流器输出直流电压；
满足抑制谐波电流时，考虑电流峰值在ω1t＝π/2处附近一个开关周期中的电流跟踪瞬态过程，电感L需要满足：
Figure FDA0002551483850000021
其中，Δimax表示PWM整流输入侧最大允许谐波电流脉动量，从满足三相电压型整流的直流电压跟随性和抗扰性两方面选取输出电容值，即DAB变换电路的输入滤波电容值；
为满足跟随性指标，要求三相电压型整流输出电压从稳态最低值跃变到额定值的时间不大于
Figure FDA0002551483850000022
则
Figure FDA0002551483850000023
其中，R表示是PWM整流输出侧额定直流负载电阻，Io(max)是三相全控整流桥直流侧最大电流，
Figure FDA0002551483850000024
是PWM整流器阶跃响应的一个跟随性能指标，表示输出电压从稳态最低值跃变到额定值的最大允许上升时间；
考虑由于负载变化引起的暂态过程中输入输出电流的偏差最大，过渡过程最长；而过渡过程中引起的能量偏差将全部积累在直流侧电容上；这会引起电容较大的电压波动，那么在允许的最大中间环节电压波动内，电容下限值应满足：
Figure FDA0002551483850000025
式中，Δum是三相全控整流桥直流电压最大动态降落相对值；
根据式(1)～(5)得到PWM整流器的相关器件参数后，采用先内环后外环的设计思路；按典型II型系统设计内环电流PI控制器，电流内环闭环传递函数为：
Figure FDA0002551483850000026
其中，KP＝KPWMKiP,KI＝KPWMKiI；KP、KI是PWM整流电流内环比例系数和积分系数，KiP、KiI是PWM整流电流内环PI控制器比例调节增益和积分调节增益，KPWM是PWM等效增益，rL是忽略功率开关管损耗，PWM整流中交流电感的等效电阻；
由式(6)得到电流内环阻尼比ε和自然震荡频率ωn为：
Figure FDA0002551483850000031
得到：
Figure FDA0002551483850000032
其中，ωn是自然震荡频率；
忽略谐波分量对整流器的影响，将电流内环看成惯性环节，按典型II型系统设计电压外环PI控制器；电压外环的开环传递函数为：
Figure FDA0002551483850000033
由典型II型系统控制器参数整定关系，得
Figure FDA0002551483850000034
其中，
Figure FDA0002551483850000035
为电压环中频宽；计算得PWM整流电压外环PI调节器参数为：
Figure FDA0002551483850000036
得到
Figure FDA0002551483850000037
其中，Kv、Tv、Tev是PWM整流电压外环PI控制器的设计参数，Tev＝τv+3Ts，是电压采样小惯性时间常数“τv”和电流内环等效小时间常数“3Ts”的和，Ts是为PWM开关周期；KvP、KvI是PWM整流电压外环PI控制器比例增益和积分增益，v特指电压外环，i特指电流内环；
步骤二、设计单相逆变器；
按照滤波特性确定二阶低通LC滤波器的L、C参数；
根据单相逆变器的闭环传递函数
Figure FDA0002551483850000041
其中，s是傅里叶变换后的传递函数符号；Io(s)是单相逆变器输出电流的传递函数；Uo、Io是输出电压电流的通用表达方式；ref全称“reference”，是参考值的含义；
得到闭环传递函数的特征方程为：
D(s)＝LCs3+(KipKPWM+rL)Cs2+(KvpKipKPWM+1)s+KviKipKPWM (14)
采用基于极点配置法，确定单相逆变器的控制参数：
Figure FDA0002551483850000042
其中，ξ表示的是电压外环阻尼比；
步骤三、单相逆变器作为DAB变换电路的负载，设计其电气参数及控制参数；
忽略电路损耗，根据PWM整流器电路输出电压和单相逆变器输入电压确定DAB变换电路中高频变压器变比及等效电感；
采用移相控制，移相角φ＝π/2时传输的功率最大；由此确定移相控制参数；
DAB变换电路与单相逆变器之间的中间电容依据DAB变换电路无输出滤波电容时的输出脉动电压决定；
PWM整流器电压外环采用PI控制器；
PWM整流器双闭环控制结构中均采用PI控制器，DAB变换电路采用移相控制器，单相逆变双闭环控制结构中均采用PI控制器；交流输入侧电流波形的正弦性比较差，总谐波含量达到11.06％；
多重陷波器设计；
交流输入侧低阶奇次谐波抑制，是在PWM整流器电压外环PI控制器之前增加多重陷波器；多重陷波器的传递函数为：
Figure FDA0002551483850000051
其中，Q、Ak、k是多重陷波器设计参数，Q是等效品质因数，k是特定低次谐波次数；Ak分别对应不同特定低次谐波对应的滤波器增益；
多重陷波滤波器的特征角频率ω分别设计为100Hz、200Hz、300Hz和800Hz，其传递函数表示为：
Figure FDA0002551483850000052
其中，控制参数ω＝2π*100rad/s，A1＝A2＝A3＝A8＝1，Q＝1；
PWM整流器电压外环采用PI控制器+多重陷波器；
PWM整流器控制外环采用PI控制器+多重陷波器，其中k＝1，2，3，8；交流输入侧电流波形有更好的正弦度，输入侧电流中总谐波含量降低。
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