TWI784867B - 抑制高頻解耦失真的全橋諧振轉換器 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種全橋諧振轉換器。全橋諧振轉換器包括全橋開關電路、變壓器、諧振槽、次級側電路以及阻尼電路。次級側電路包括第一輸出二極體以及第二輸出二極體。當流經第一輸出二極體以及第二輸出二極體的電流的電流值被諧振至零安培，並且流經諧振槽的諧振電流完全沒有流經變壓器的初級側繞組時，變壓器與次級側電路共同提供等效電容，阻尼電路與等效電容共同對諧振電流進行阻尼操作。

Description

抑制高頻解耦失真的全橋諧振轉換器
本發明是有關於一種諧振轉換器，且特別是有關於一種防止高頻解耦失真的全橋諧振轉換器。
在高功率應用下，全橋諧振轉換器電具有柔性切換之特性並採用變頻式的操作來調整電壓增益，以達到穩定電壓輸出的功能。基於高頻（大於180kHz）切換操作，電源供應器體積能夠大幅縮小。然而，當全橋諧振轉換器在進行高頻切換操作時，會發生電磁干擾等問題。
本發明提供一種能夠防止高頻解耦失真的全橋諧振轉換器。
本發明的全橋諧振轉換器包括全橋開關電路、變壓器、諧振槽、次級側電路以及阻尼電路。變壓器包括初級側繞組、第一次級側繞組以及第二次級側繞組。諧振槽耦接於全橋開關電路與初級側繞組。次級側電路耦接於第一次級側繞組以及第二次級側繞組。次級側電路包括第一輸出二極體以及第二輸出二極體。阻尼電路耦接於全橋開關電路。當流經第一輸出二極體的第一電流的電流值被諧振至零安培，並且流經諧振槽的諧振電流完全沒有流經初級側繞組時，變壓器與次級側電路共同提供第一等效電容，阻尼電路與第一等效電容共同對流經諧振槽的諧振電流進行第一阻尼操作。
基於上述，當流經第一輸出二極體的第一電流的電流值被諧振至零安培，並且流經諧振槽的諧振電流完全沒有流經初級側繞組時，全橋諧振轉換器提供對流經諧振槽的諧振電流進行阻尼操作以抑制高頻解耦失真。如此一來，全橋諧振轉換器不會發生電磁干擾。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
本發明的部份實施例接下來將會配合附圖來詳細描述，以下的描述所引用的元件符號，當不同附圖出現相同的元件符號將視為相同或相似的元件。這些實施例只是本發明的一部份，並未揭示所有本發明的可實施方式。更確切的說，這些實施例只是本發明的專利申請範圍中的範例。
請同時參考圖1以及圖2，圖1是依據本發明第一實施例所繪示的全橋諧振轉換器的示意圖。圖2是高頻解耦失真以及依據第一實施例抑制高頻解耦失真的示意圖。在本實施例中，全橋諧振轉換器100包括全橋開關電路110、變壓器TR、諧振槽120、次級側電路130以及阻尼電路140。變壓器TR包括初級側繞組NP以及次級側繞組NS1、NS2。諧振槽120耦接於全橋開關電路110與初級側繞組NP。
具體來說，全橋開關電路110包括功率開關Q1~Q4。功率開關Q1的第一端耦接於阻尼電路140，功率開關Q1的第二端耦接於連接節點ND1，功率開關Q1的控制端接收控制訊號GD1。第二功率開關Q2的第一端耦接於連接節點ND1，第二功率開關Q2的第二端耦接於阻尼電路140，第二功率開關Q2的控制端接收控制訊號GD2。第三功率開關Q3的第一端耦接於阻尼電路140，第三功率開關Q3的第二端耦接於連接節點ND2，第三功率開關Q3的控制端接收控制訊號GD3。第四功率開關Q4的第一端耦接於連接節點ND2，功率開關Q4的第二端耦接於阻尼電路140，功率開關Q4的控制端接收控制訊號GD4。諧振槽120耦接於連接節點ND1、ND2之間。諧振槽120包括諧振電容器CR、諧振電感器LR以及激磁電感器LM。諧振電容器CR、諧振電感器LR以及激磁電感器LM彼此串聯耦接。激磁電感器LM並聯耦接於初級側繞組NP。全橋諧振轉換器100會反應於控制訊號GD1~GD4的高頻切換操作以將輸入電源VIN轉換為輸出電源VO。
在本實施例中，次級側電路130耦接於次級側繞組NS1、NS2。次級側電路130包括輸出二極體D1、D2以及輸出電容器CO。阻尼電路140耦接於全橋開關電路110。
具體來說，輸出二極體D1的陽極耦接於次級側繞組NS1的第一端。輸出二極體D1的陰極耦接於次級側電路130的輸出端。次級側繞組NS1的第二端耦接於次級側繞組NS2的第一端以及接地端GND2。次級側繞組NS2的第二端耦接於輸出二極體D2的陽極。輸出二極體D2的陰極耦接於次級側電路130的輸出端。輸出電容器CO耦接於次級側電路130的輸出端與接地端GND2之間。
在此先介紹高頻解耦失真。在時間點tp1、tp2之間，流經輸出二極體D1的電流ID1的電流值被諧振至0安培（也就是，零電流截止），並且流經諧振槽120的諧振電流IL’完全沒有流經初級側繞組NP。全橋諧振轉換器100進入高頻解耦狀態。
在高頻解耦狀態下，初級側繞組NP並沒有電流並且輸出二極體D1被截止。換言之，流經諧振電感器LR的電流的電流值等於流經激磁電感器LM的電流的電流值。此外，電流ID1的電流值被諧振至0安培。在高頻解耦狀態下，諧振電流IL’在時間點tp1、tp2之間發生據烈的高頻起伏DD1。高頻起伏DD1的頻率明顯大於操作頻率（如，185kHz~250kHz）。相似地，在時間點tp3、tp4之間，流經輸出二極體D2的電流ID2的電流值被諧振至0安培，並且諧振電流IL’完全沒有流經初級側繞組NP。全橋諧振轉換器100進入另一高頻解耦狀態。在高頻解耦狀態下，諧振電流IL’在時間點tp3、tp4之間發生據烈的高頻起伏DD2。高頻起伏DD1、DD2就是高頻解耦失真。高頻解耦失真會使全橋諧振轉換器100發生電磁干擾。
在本實施例中，在時間點tp1、tp2之間，流經輸出二極體D1的電流ID1的電流值被諧振至0安培，並且流經諧振槽120的諧振電流IL完全沒有流經初級側繞組NP，全橋諧振轉換器100進入高頻解耦狀態。變壓器TR與次級側電路130共同提供等效電容Ceq1。等效電容Ceq1被表示為變壓器TR以及次級側電路130在時間點tp1、tp2之間的高頻解耦狀態的等效電路。等效電容Ceq1並聯耦接於激磁電感器LM。阻尼電路140與等效電容Ceq1共同對諧振電流IL進行第一阻尼操作。因此，在時間點tp1、tp2之間的高頻解耦失真會被抑制。
除此之外，在時間點tp3、tp4之間，流經輸出二極體D2的電流ID2的電流值被諧振至0安培，並且諧振電流IL完全沒有流經初級側繞組NP，全橋諧振轉換器100進入另一高頻解耦狀態。變壓器TR與次級側電路130共同提供等效電容Ceq2。等效電容Ceq2被表示為變壓器TR以及次級側電路130在時間點tp3、tp4之間的高頻解耦狀態的等效電路。等效電容Ceq1並聯於激磁電感器LM。阻尼電路140與等效電容Ceq2共同對諧振電流IL進行第二阻尼操作。因此，在時間點tp3、tp4之間的高頻解耦失真會被抑制。由於在解耦狀態的高頻解耦失真被抑制，因此全橋諧振轉換器100並不會在高頻解耦狀態中發生電磁干擾。
在本實施例中，次級側電路130還包括阻尼電容器C1、C2。阻尼電容器C1並聯耦接於輸出二極體D1。阻尼電容器C2並聯耦接於輸出二極體D2。在時間點tp1、tp2之間的高頻解耦狀態下，等效電容Ceq1是依據初級側繞組NP、次級側繞組NS1、輸出電容器CO以及阻尼電容器C1被提供。進一步來說，等效電容Ceq1的電容值可依據公式(1)被推得：
Figure 02_image001
……公式(1)
C_Ceq1被表示為等效電容Ceq1的電容值。C_C1被表示為阻尼電容器C1的電容值。C_CO被表示為輸出電容器CO的電容值。N_NP被表示為初級側繞組NP的圈數。N_NS1被表示為次級側繞組NS1的圈數。因此，基於公式(1)，次級側繞組NS1的圈數除以初級側繞組NP的圈數以獲得圈數比。圈數比的平方與輸出電容器CO與阻尼電容器C1的並聯電容值的乘積決定等效電容Ceq1的電容值。
此外，在時間點tp1、tp2之間，諧振電流IL的電流值可依據公式(2)被推得：
Figure 02_image003
……公式(2)
I_IL(t)被表示為諧振電流IL的時變電流值。ILM(t)被表示為激磁電感器LM的時變電流值。VLM被表示為激磁電感器LM兩端之間的電壓值。
在時間點tp3、tp4之間的高頻解耦狀態下，等效電容Ceq2是依據初級側繞組NP、次級側繞組NS2、輸出電容器CO以及阻尼電容器C2被提供。進一步來說，等效電容Ceq2的電容值可依據公式(3)被推得：
Figure 02_image005
……公式(3)
C_Ceq2被表示為等效電容Ceq2的電容值。C_C2被表示為阻尼電容器C2的電容值。C_CO被表示為輸出電容器CO的電容值。N_NS1被表示為次級側繞組NS2的圈數。因此，基於公式(1)，次級側繞組NS2的圈數除以初級側繞組NP的圈數以獲得圈數比。圈數比的平方與輸出電容器CO與阻尼電容器C2的並聯電容值的乘積決定等效電容Ceq2的電容值。
此外，在時間點tp3、tp4之間，諧振電流IL的電流值可依據公式(4)被推得：
Figure 02_image007
……公式(4)
請參考圖3，圖3是依據本發明第二實施例所繪示的全橋諧振轉換器的示意圖。在本實施例中，全橋諧振轉換器200包括全橋開關電路210、變壓器TR、諧振槽220、次級側電路230以及阻尼電路240。全橋開關電路210、變壓器TR以及諧振槽220的配置方式大致與第一實施例全橋開關電路110、變壓器TR以及諧振槽120的配置方式相似，因此不再重述。此外，等效電容Ceq1、Ceq2在高頻解耦狀態的形成已在圖1、圖2的實施例中充份說明，因此不再重述。
在本實施例中，全橋諧振轉換器200具有接收輸入電源VIN的第一輸入端T1以及第二輸入端T2。阻尼電路240包括電阻器R1~R4以及電感器L1、L2。電阻器R1耦接於第一輸入端T1與功率開關Q1的第一端之間。電阻器R2耦接於第二輸入端T2與功率開關Q2的第二端之間。電阻器R3與電感器L1串聯耦接於第一輸入端T1與功率開關Q3的第一端之間。以本實施例為例，電感器L1的第一端耦接於第一輸入端T1。電阻器R3耦接於電感器L1的第二端與功率開關Q3的第一端之間。電阻器R4與電感器L2串聯耦接於第二輸入端T2與功率開關Q4的第二端之間。以本實施例為例，電感器L2的第一端耦接於第二輸入端T2。電阻器R4耦接於電感器L2的第二端與功率開關Q4的第二端之間。
接下來說明全橋諧振轉換器200在高頻解耦狀態下的實施範例。請同時參考圖3、圖4以及圖5，圖4是依據第二實施例所繪示的全橋諧振轉換器200在高頻解耦狀態下的示意圖。圖5是依據圖4所繪示的等效電路圖。圖4示出當功率開關Q1、Q4被導通並且功率開關Q2、Q3被斷開時，全橋諧振轉換器200的電路態樣。在本實施例中，當功率開關Q1、Q4被導通並且功率開關Q2、Q3被斷開時，電阻器R1、R4以及電感器L2被提供。當發生高頻解耦狀態時，等效電容Ceq1被提供。等效電容Ceq1被表示為變壓器TR以及次級側電路130在高頻解耦狀態時的等效電路。等效電容Ceq1並聯耦接於激磁電感器LM。全橋諧振轉換器200高頻解耦狀態時的等效電路如圖5所示。因此，當流經輸出二極體D1的電流ID1的電流值被諧振至0安培，並且諧振電流IL完全沒有流經初級側繞組NP時，電阻器R1、R4、電感器L2以及等效電容Ceq1共同對諧振電流IL進行第一阻尼操作。
同理可推，當功率開關Q2、Q3被導通並且功率開關Q1、Q4被斷開時，電阻器R2、R3以及電感器L1被提供。當發生高頻解耦狀態時，等效電容Ceq2被提供。等效電容Ceq2被表示為變壓器TR以及次級側電路130在高頻解耦狀態時的等效電路。等效電容Ceq2並聯耦接於激磁電感器LM。因此，當流經輸出二極體D2的電流ID2的電流值被諧振至0安培，並且諧振電流IL完全沒有流經初級側繞組NP時，電阻器R2、R3、電感器L1以及等效電容Ceq2共同對諧振電流IL進行第二阻尼操作。
請回到圖3的實施例，在本實施例中，電感器L1、L2的電感值可以被設計為相同電感值。電阻器R1~R4的電阻值可以被設計為相同電阻值。阻尼電容器C1、C2的電容值可以被設計為相同電容值。因此，第一阻尼操作的效果會大致等於第二阻尼操作的效果。本實施例的阻尼電路240採對稱式電路設計。這樣的設計也提高了阻尼電路240以及全橋開關電路210在高頻操作下的電壓耐受性。在一些實施例中，阻尼電路240採非對稱式電路設計。換言之，電阻器R1、R4的其中之一可以被省略。電阻器R2、R3的其中之一可以被省略。
在一些實施例中，電感器L1、L2分別可以是單一電感耦合器的不同繞組。因此，阻尼電路240的體積會被下降。
在本實施例中，次級側電路230還包括輔助電阻器RX。輔助電阻器RX耦接於輸出二極體D1的陰極與輸出二極體D2的陰極之間。輔助電阻器RX對阻尼電容器C1所儲存的能量以及阻尼電容器C2所儲存的能量進行放電。輔助電阻器RX還防止輸出二極體D1以及輸出二極體D2同時被導通。輔助電阻器RX具有低電阻值（如，小於10Ω）。在高頻操作下，輔助電阻器RX能夠對阻尼電容器C1、C2提供放電路徑以消耗阻尼電容器C1、C2所儲存的能量。阻尼電容器C1、C2所儲存的能量被消耗的情況下，輸出二極體D1以及輸出二極體D2在高頻操作下不會同時被導通。因此，次級側電路230不會發生誤動作。在一些實施例中，輔助電阻器RX可以被省略。
綜上所述，當流經輸出二極體的電流的電流值被諧振至零安培，並且流經諧振槽的諧振電流完全沒有流經初級側繞組時，全橋諧振轉換器進入解耦狀態。在解耦狀態下，全橋諧振轉換器提供對流經諧振槽的諧振電流進行阻尼操作以抑制高頻解耦失真。如此一來，全橋諧振轉換器不會發生電磁干擾。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
100、200:全橋諧振轉換器 110、210:全橋開關電路 120、220:諧振槽 130、230:次級側電路 140、240:阻尼電路 C1、C2:阻尼電容器 Ceq1、Ceq2:等效電容 CO:輸出電容器 CR:諧振電容器 D1、D2:輸出二極體 DD1、DD2:高頻起伏 GD1~GD4:控制訊號 GND2:接地端 ID1、ID2:流經輸出二極體的電流 IL、IL’:諧振電流 L1、L2:電感器 LM:激磁電感器 LR:諧振電感器 ND1、ND2:連接節點 NP:初級側繞組 NS1、NS2:次級側繞組 Q1~Q4:功率開關 R1~R4:電阻器 RX:輔助電阻器 T1:第一輸入端 T2:第二輸入端 tp1~tp4:時間點 TR:變壓器 VIN:輸入電源 VO:輸出電源
圖1是依據本發明第一實施例所繪示的全橋諧振轉換器的示意圖。 圖2是高頻解耦失真以及依據第一實施例抑制高頻解耦失真的示意圖。 圖3是依據本發明第二實施例所繪示的全橋諧振轉換器的示意圖。 圖4是依據第二實施例所繪示的全橋諧振轉換器200在高頻解耦狀態下的示意圖。 圖5是依據圖4所繪示的等效電路圖。
100:全橋諧振轉換器
110:全橋開關電路
120:諧振槽
130:次級側電路
140:阻尼電路
C1、C2:阻尼電容器
Ceq1、Ceq2:等效電容
CO:輸出電容器
CR:諧振電容器
D1、D2:輸出二極體
GD1~GD4:控制訊號
GND2:接地端
ID1、ID2:流經輸出二極體的電流
IL:諧振電流
LR:諧振電感器
LM:激磁電感器
ND1、ND2:連接節點
NP:初級側繞組
NS1、NS2:次級側繞組
Q1~Q4:功率開關
TR:變壓器
VIN:輸入電源
VO:輸出電源

Claims (10)

  1. 一種全橋諧振轉換器，包括： 一全橋開關電路； 一變壓器，包括一初級側繞組、一第一次級側繞組以及一第二次級側繞組； 一諧振槽，耦接於該全橋開關電路與該初級側繞組； 一次級側電路，耦接於該第一次級側繞組以及該第二次級側繞組，包括一第一輸出二極體以及一第二輸出二極體；以及 一阻尼電路，耦接於該全橋開關電路， 其中當流經該第一輸出二極體的一第一電流的電流值被諧振至零安培，並且流經該諧振槽的一諧振電流完全沒有流經該初級側繞組時，該變壓器與該次級側電路共同提供一第一等效電容，該阻尼電路與該第一等效電容共同對該諧振電流進行一第一阻尼操作。
  2. 如請求項1所述的全橋諧振轉換器，其中當流經該第二輸出二極體的一第二電流的電流值被諧振至零安培，並且該諧振電流完全沒有流經該初級側繞組時，該變壓器與該次級側電路共同提供一第二等效電容，該阻尼電路與該第二等效電容共同對該諧振電流進行一第二阻尼操作。
  3. 如請求項2所述的全橋諧振轉換器，其中該次級側電路還包括： 一第一阻尼電容器，並聯耦接於該第一輸出二極體； 一第二阻尼電容器，並聯耦接於該第二輸出二極體；以及 一輸出電容器，耦接於該次級側電路的一輸出端與一接地端之間， 其中該第一次級側繞組的第一端耦接於該第一輸出二極體的陽極， 其中該第一輸出二極體的陰極耦接於該輸出端， 其中該第一次級側繞組的第二端耦接於該第二次級側繞組的第一端以及該接地端， 其中該第二次級側繞組的第二端耦接於該第二輸出二極體的陽極， 其中該第二輸出二極體的陰極耦接於該輸出端。
  4. 如請求項3所述的全橋諧振轉換器，其中該第一等效電容是依據該初級側繞組、該第一次級側繞組、該輸出電容器以及該第一阻尼電容器被提供。
  5. 如請求項3所述的全橋諧振轉換器，其中： 該第一次級側繞組的圈數除以該初級側繞組的圈數以獲得一圈數比，並且 該圈數比的平方與該輸出電容器與該第一阻尼電容器的並聯電容值的乘積決定該第一等效電容的電容值。
  6. 如請求項3所述的全橋諧振轉換器，其中該第二等效電容是依據該初級側繞組的圈數、該第二次級側繞組的圈數、該輸出電容器的電容值以及該第二阻尼電容器的電容值被提供。
  7. 如請求項3所述的全橋諧振轉換器，其中次級側電路還包括： 一輔助電阻器，耦接於該第一輸出二極體的陰極與該第二輸出二極體的陰極之間，經配置以對該第一阻尼電容器所儲存的能量以及該第二阻尼電容器所儲存的能量進行放電，並且防止該第一輸出二極體以及該第二輸出二極體同時被導通。
  8. 如請求項2所述的全橋諧振轉換器，其中該全橋開關電路包括： 一第一功率開關，該第一功率開關的第一端耦接於該阻尼電路，該第一功率開關的第二端耦接於一第一連接節點，該第一功率開關的控制端接收一第一控制訊號； 一第二功率開關，該第二功率開關的第一端耦接於該第一連接節點，該第二功率開關的第二端耦接於該阻尼電路，該第二功率開關的控制端接收一第二控制訊號； 一第三功率開關，該第三功率開關的第一端耦接於該阻尼電路，該第三功率開關的第二端耦接於一第二連接節點，該第三功率開關的控制端接收一第三控制訊號；以及 一第四功率開關，該第四功率開關的第一端耦接於該第二連接節點，該第四功率開關的第二端耦接於該阻尼電路，該第四功率開關的控制端接收一第四控制訊號， 其中該諧振槽還耦接於該第一連接節點與該第二連接節點之間。
  9. 如請求項8所述的全橋諧振轉換器，其中該全橋諧振轉換器具有接收一輸入電源的一第一輸入端以及一第二輸入端，其中該阻尼電路包括： 一第一電阻器，耦接於該第一輸入端與該第一功率開關的第一端之間； 一第二電阻器，耦接於該第二輸入端與該第二功率開關的第二端之間； 一第一電感器； 一第三電阻器，與該第一電感器串聯耦接於該第一輸入端與該第三功率開關的第一端之間； 一第二電感器； 一第四電阻器，與該第二電感器串聯耦接於該第二輸入端與該第四功率開關的第二端之間。
  10. 如請求項9所述的全橋諧振轉換器，其中： 當該第一電流的電流值被諧振至零安培，並且該諧振電流完全沒有流經該初級側繞組時，該第一電阻器、該第二電感器、該第四電阻器以及該第一等效電容共同對該諧振電流進行該第一阻尼操作，並且 當該第二電流的電流值被諧振至零安培，並且該諧振電流完全沒有流經該初級側繞組時，該第二電阻器、該第一電感器、該第三電阻器以及該第二等效電容共同對該諧振電流進行該第二阻尼操作。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201240304A (en) * 2011-03-28 2012-10-01 Delta Electronics Shanghai Co DC/DC converter, power converter and control method thereof
TW201406021A (zh) * 2012-07-25 2014-02-01 Phihong Technology Co Ltd 非接觸式轉換系統
US20160211757A1 (en) * 2015-01-20 2016-07-21 Infineon Technologies Austria Ag Reducing switching losses associated with a synchronous rectification mosfet
CN206004531U (zh) * 2016-07-29 2017-03-08 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器电路
CN109039117A (zh) * 2018-08-15 2018-12-18 西北工业大学 高功率密度飞机交流变换器及其输入侧低次谐波抑制方法
CN113054849A (zh) * 2021-03-29 2021-06-29 华中科技大学 一种基于Boost加LLC谐振变换器的并联均流控制方法和装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6392902B1 (en) * 2000-08-31 2002-05-21 Delta Electronics, Inc. Soft-switched full-bridge converter
CN103339844A (zh) * 2011-02-04 2013-10-02 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN103918170B (zh) * 2011-10-21 2017-03-08 株式会社村田制作所 开关式电源装置
US10707747B2 (en) * 2015-07-21 2020-07-07 Christopher Donovan Davidson Single stage isolated AC/DC power factor corrected converter
DE102019002098A1 (de) * 2019-03-23 2020-09-24 Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg Spannungswandler für Gleichstrom
US11152849B2 (en) * 2019-06-07 2021-10-19 Arizona Board Of Regents On Behalf Of Arizona State University Soft-switching, high performance single-phase AC-DC converter
CN115118174A (zh) * 2021-03-09 2022-09-27 华为数字能源技术有限公司 一种非对称半桥反激变换器和电源系统

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201240304A (en) * 2011-03-28 2012-10-01 Delta Electronics Shanghai Co DC/DC converter, power converter and control method thereof
TW201406021A (zh) * 2012-07-25 2014-02-01 Phihong Technology Co Ltd 非接觸式轉換系統
US20160211757A1 (en) * 2015-01-20 2016-07-21 Infineon Technologies Austria Ag Reducing switching losses associated with a synchronous rectification mosfet
CN206004531U (zh) * 2016-07-29 2017-03-08 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器电路
CN109039117A (zh) * 2018-08-15 2018-12-18 西北工业大学 高功率密度飞机交流变换器及其输入侧低次谐波抑制方法
CN113054849A (zh) * 2021-03-29 2021-06-29 华中科技大学 一种基于Boost加LLC谐振变换器的并联均流控制方法和装置

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