CN103339844A - Dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

在通过变压器(3)使初级侧与次级侧绝缘的DC/DC转换器中，具有阳极分别连接于变压器(3)的次级绕组两端而阴极相互连接的两个二极管(9a，9b)；以及将电阻(11)与电容器(10)串联连接而成的串联电路，具备将二极管的(9a，9b)的阴极连接于电阻(11)与电容器(10)的连接点来构成的缓冲电路(8)。而且，将在变压器(3)的次级侧产生的浪涌电压通过电容器(10)的电压进行钳位，将蓄积在电容器(10)中的浪涌能量经由电阻(11)在负载7中再生，由此通过容易的结构抑制在变压器(3)的次级侧产生的浪涌电压，并且可靠地有效利用浪涌能量。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及一种通过变压器使初级侧与次级侧绝缘的DC/DC转换器，特别是涉及进行开关时产生的浪涌电压的抑制。
背景技术
以往的电力变换装置具备逆变器、高频变压器以及双向开关，对通过高频变压器升压所得的正负的矩形波状脉冲串通过双向开关进行整流，变换为同一极性的矩形波状脉冲串。在高频变压器的输出侧两端将电力开关元件AS1与电容器C1的串联电路以及与该串联电路反向的电力开关元件AS2与电容器C2的串联电路连接两个以上，电力开关元件AS1、AS2与高频变压器的输出电压的极性同步地动作，将变压器的输出电压中产生的浪涌电压钳位为电容器C1、C2的电压(例如参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2007-215324号公报
发明内容
发明要解决的问题
在以往的电力变换装置中，使开关元件与变压器的输出电压的极性同步地动作来将浪涌电流蓄积在电容器中。因此，在浪涌电压的抑制上需要进行开关控制，在使电路结构容易的方面有限度。另外，来自电容器的放电电流流向变压器侧，因此所蓄积的浪涌能量的利用也有限。
本发明是为了解决如上所述的问题而完成的，其目的在于提供一种通过容易的结构抑制在变压器的次级侧产生的浪涌电压、并且能够可靠地有效利用浪涌能量的DC/DC转换器。
用于解决问题的方案
本发明所涉及的第1DC/DC转换器具备：具有多个半导体开关元件来将直流电力变换为交流电力的逆变器；初级侧连接于该逆变器的交流输出的变压器；以及具有多个半导体元件并连接于该变压器的次级侧的整流电路，该DC/DC转换器将所输入的直流电力进行DC/DC变换后输出到负载。而且，该DC/DC转换器具备缓冲电路，该缓冲电路具有将一端连接于上述负载的正极的电阻与一端连接于上述负载的负极的电容器串联连接而成的串联电路、以及阳极分别连接于上述变压器的次级绕组两端而阴极连接于上述电阻与上述电容器的连接点的两个二极管，上述缓冲电路抑制在上述变压器的次级侧产生的浪涌电压，并且将上述电容器的电力经由上述电阻在上述负载中再生。
另外，本发明所涉及的第2DC/DC转换器具备：具有多个半导体开关元件来将直流电力变换为交流电力的逆变器；初级侧连接于该逆变器的交流输出的变压器；以及具有多个半导体元件并连接于该变压器的次级侧的整流电路，该DC/DC转换器将所输入的直流电力进行DC/DC变换后输出到负载。该DC/DC转换器具备缓冲电路，该缓冲电路具有：阳极分别连接于上述变压器的次级绕组两端而阴极相互连接的两个二极管；连接于该两个二极管的相互的连接点与上述负载的负极之间的电容器；以及包括反并联连接了二极管的半导体开关元件、二极管以及电抗并连接于上述电容器与上述负载之间的降压斩波电路。而且，上述缓冲电路抑制在上述变压器的次级侧产生的浪涌电压，并且将上述电容器的电力经由上述降压斩波电路在上述负载中再生。
发明的效果
根据上述第1DC/DC转换器，将在变压器的次级侧产生的浪涌电压通过缓冲电路的二极管钳位为电容器的电压，并蓄积在该电容器中。因此，不需要进行开关控制而通过容易的电路结构抑制浪涌电压，能够从过电压保护整流电路的各元件。另外，蓄积在电容器中的浪涌能量经由电阻在输出侧再生，因此能够可靠地有效利用。
根据上述第1DC/DC转换器，在变压器的次级侧产生的浪涌电压通过缓冲电路的二极管钳位为电容器的电压，并蓄积在该电容器中。因此，不需要进行开关控制而通过容易的电路结构抑制浪涌电压，能够从过电压保护整流电路的各元件。另外，蓄积在电容器中的浪涌能量经由降压斩波电路在输出侧再生，因此能够可靠地有效利用。
附图说明
图1是基于本发明的实施方式1的DC/DC转换器的结构图。
图2是说明基于本发明的实施方式1的DC/DC转换器的动作的各部的波形图。
图3是说明基于本发明的实施方式1的DC/DC转换器的动作的电流路径图。
图4是说明基于本发明的实施方式1的DC/DC转换器的动作的电流路径图。
图5是基于本发明的实施方式2的DC/DC转换器的结构图。
图6是基于本发明的实施方式3的DC/DC转换器的结构图。
图7是基于本发明的实施方式4的DC/DC转换器的结构图。
图8是表示基于本发明的实施方式4的降压斩波电路的控制的控制框图。
图9是基于本发明的实施方式5的DC/DC转换器的结构图。
具体实施方式
实施方式1.
下面，说明本发明的实施方式1。
图1是表示基于本发明的实施方式1的DC/DC转换器的电路结构的图。如图1所示，DC/DC转换器将直流电源1的电压Vin变换为通过变压器3绝缘的次级侧直流电压，向例如蓄电池等的负载7输出直流电压Vout。
DC/DC转换器具备：被绝缘的变压器3；单相逆变器2，连接于变压器3的初级绕组3a，将由在源极·漏极间内置二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的半导体开关元件Sa、Sb、Sc、Sd设为全桥（full-bridge）结构，作为将直流电源1的直流电压Vin变换为交流电压的逆变器；以及整流电路4，连接于变压器3的次级绕组3b，将作为整流元件(半导体元件)的二极管4a～4d设为全桥结构。另外，在整流电路4的输出上连接输出平滑用的电抗5和平滑电容器6，向负载7输出直流电压Vout。
另外，DC/DC转换器具备用于抑制在变压器3的次级侧产生的浪涌电压的缓冲（snubber）电路8，缓冲电路8具备阳极分别连接于变压器次级绕组3b的两端的二极管9a、9b以及将电容器10与电阻11串联连接而成的串联电路。两个二极管9a、9b的阴极相互连接，其连接点连接到电容器10与电阻11的连接点上。电阻11的另一端连接于平滑电容器6或负载7的正极，电容器10、平滑电容器6以及负载7的负极相互连接，连接于整流电路4的二极管4b、4d的阳极。
并且，在主电路的外部配置控制电路20，输入电压Vin和输出电压Vout分别被监视而输入到控制电路20。控制电路20输出向单相逆变器2内的半导体开关元件Sa～Sd的栅极信号20a，控制半导体开关元件Sa～Sd的接通占空比(接通期间)，使得输出电压Vout成为目标电压。
此外，单相逆变器2的半导体开关元件Sa～Sd不限于MOSFET，也可以是二极管反并联连接的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等的自消弧型半导体开关元件。
下面，说明这样构成的DC/DC转换器的动作。
图2是表示成为栅极信号20a的向半导体开关元件Sa、Sd的栅极信号和向半导体开关元件Sb、Sc的栅极信号、以及在变压器次级侧产生的电压的波形图。此外，在栅极信号为高电平时，各半导体开关元件Sa～Sd接通。
单相逆变器2以相同的接通占空比(接通期间)tx交替地进行半导体开关元件Sa、Sd的同时接通与半导体开关元件Sb、Sc的同时接通，在该期间，变压器3从初级侧向次级侧传送电力来在变压器次级侧产生电压。当半导体开关元件Sa、Sd同时接通时，电流以图3所示的路径流过，当半导体开关元件Sb、Sc同时接通时，电流以图4所示的路径流过，以此向变压器次级侧传送电力。
在半导体开关元件Sa、Sd的同时接通与半导体开关元件Sb、Sc的同时接通之间，为了防止支路短路而需要停顿时间（dead time）td，因此，当将1周期设为T时，接通占空比(tx)成为
tx≤T/2-td。
另外，当设变压器3的绕组比为n时，使用输入电压Vin、接通占空比(tx)、周期T来通过下式表示输出电压Vout。
Vout=Vin·n·(2tx/T)
即，在使输出电压Vout增加的情况下使接通占空比(tx)在(T/2-td)以下的范围内变大，在使输出电压Vout降低的情况下使接通占空比(tx)变小，由此能够进行控制。
如上所述，当交替地反复进行半导体开关元件Sa、Sd的同时接通与半导体开关元件Sb、Sc的同时接通时，如图3、图4所示那样电流以正负的方向反转的方式流动。缓冲电路8设置于变压器3的次级侧，抑制由于变压器3的泄漏电感、电路的电感成分而在换向时在变压器3中产生的浪涌电压，如图2所示，在变压器次级侧产生良好的波形的电压。此外，将不存在如缓冲电路8那样的浪涌抑制电路的情况下的电压波形作为比较例来一起图示。如图所示那样在不存在浪涌抑制电路的情况下，浪涌电压在变压器3的次级绕组中产生电压的上升沿（rising）时、即在变压器3接通时产生。
下面说明缓冲电路8的动作的细节。
当DC/DC转换器启动时，电容器10通过由电抗5和平滑电容器6平滑后的电压Vout经由电阻11进行初始充电。另外，当电容器10的电压低于变压器3的次级侧电压时，电流从变压器次级绕组3b经由二极管9a、9b流入电容器10而被充电。
当在变压器3的次级侧电压中产生浪涌电压而该电压超过电容器10的电压时，浪涌电流从变压器次级绕组3b经由二极管9a、9b流入电容器10，变压器3的次级侧电压被钳位为电容器10的电压，并且浪涌电流被充电到电容器10。此外，实际上变压器3的次级侧电压成为将电容器10的电压与二极管9a、9b的正向电压相加所得的电压。
当DC/DC转换器启动时，电容器10从输出电压Vout侧经由电阻11被初始充电，因此在变压器3接通时不会流过过大的浪涌电流。
另外，当通过浪涌电流的充电而电容器10的电压上升时，电容器10的电力经由电阻11在平滑电容器6(或负载7)中再生。
如上所述，在该实施方式中，在变压器3的次级侧具备由二极管9a、9b、电容器10以及电阻11形成的缓冲电路8，当产生浪涌电压时，浪涌电流从变压器次级绕组3b经由二极管9a、9b流入电容器10。因此，在变压器3的次级侧产生的浪涌电压被电容器10的电压钳位而得到抑制，能够防止对整流电路4的二极管4a～4d施加过电压，能够保护整流电路4。另外，不像以往那样使用开关元件而使用二极管9a、9b，因此不需要进行开关控制而能够通过容易的电路结构抑制浪涌电压，能够保护整流电路4的各元件。另外，过大的浪涌电流不会流过二极管9a、9b，能够使用小容量的元件。
并且，蓄积在电容器10中的电力能够经由电阻11在平滑电容器6(或负载7)中再生，因此能够将通过浪涌电压产生的浪涌能量可靠地在负载侧再生来有效利用，提高DC/DC转换器的电力变换效率。另外，通过防止电容器10的电压上升而能够使浪涌电压的抑制效果以高的状态持续。
实施方式2.
接着说明本发明的实施方式2。
图5是表示基于本发明的实施方式2的DC/DC转换器的电路结构的图。在该实施方式中，如图5所示，缓冲电路81具备：阳极分别连接于变压器次级绕组3b的两端的二极管9a、9b；以及将电容器10a、10b与电阻11a、11b串联连接而成的两个串联电路。两个串联电路并联地配置，各二极管9a、9b的阴极分别连接到电容器10a、10b与电阻11a、11b的连接点上。另外，电阻11a、11b的另一端连接于平滑电容器6或负载7的正极，电容器10a、10b、平滑电容器6以及负载7的负极相互连接，连接于整流电路4的二极管4b、4d的阳极。缓冲电路81以外的结构与上述实施方式1同样。
在该实施方式中，也与上述实施方式1同样地，缓冲电路81设置于变压器3的次级侧，抑制由于变压器3的泄漏电感、电路的电感成分而在换向时在变压器3中产生的浪涌电压。在该情况下，从变压器次级绕组3b流过二极管9a的浪涌电流流入电容器10a而浪涌电压被钳位为电容器10a的电压，而且流过二极管9b的浪涌电流流入电容器10b而浪涌电压被钳位为电容器10b的电压。由此，与上述实施方式1同样地，不需要进行开关控制而能够通过容易的电路结构抑制浪涌电压，能够保护整流电路4的各二极管4a～4d。另外，能够将蓄积在各电容器10a、10b中的浪涌能量经由电阻11a、11b可靠地在负载侧再生来有效利用。
在该实施方式中，将在变压器3的次级侧产生的浪涌能量通过两个电容器10a、10b分担各半周期来蓄电，因此各电容器10a、10b的电压上升得到抑制，能够提高浪涌抑制能力，而且能够抑制电阻11a、11b中的损失而在输出侧进行电力再生。
实施方式3.
接着说明本发明的实施方式3。
图6是表示基于本发明的实施方式3的DC/DC转换器的电路结构的图。如图6所示，缓冲电路82将两个二极管9a、9b的阴极彼此的连接点经由作为半导体开关元件的MOSFET12a连接到电容器10与电阻11的连接点上。在MOSFET12a上反并联连接二极管12b(在该情况下，寄生二极管)，漏极连接于二极管9a、9b侧，MOSFET12a作为切断二极管9a、9b的正向电流的电流切断单元发挥功能。也可以代替MOSFET12a而使用IGBT等的自消弧型半导体开关元件。
另外，检测在变压器次级侧产生的电压Va来输入到控制电路20，控制电路20基于检测出的电压Va输出栅极信号20b来控制MOSFET12a。
其它结构与上述实施方式1相同。
在该实施方式中，在变压器次级侧产生的电压Va低于规定电压而即使产生浪涌电压也不会对二极管4a～4d的耐压产生影响的情况下，使MOSFET12a断开来切断流过二极管9a、9b的电流。在浪涌电压大的情况下，使MOSFET12a接通，浪涌电流从变压器次级绕组3b经由二极管9a、9b流入电容器10，变压器3的次级侧电压被钳位为电容器10的电压，并且浪涌电流被充电到电容器10。由此，能够得到与上述实施方式1同样的效果，并且不会不必要地使缓冲电路82动作，从而能够降低电容器10、电阻11中产生的损失。
此外，示出了检测在变压器次级侧产生的电压Va来控制MOSFET12a的情况，但是在流过次级绕组3b的电流小的情况、或来自直流电源1的输入电压Vin低的情况下也是即使产生浪涌电压也不会对二极管4a～4d的耐压产生影响，因此也可以检测流过次级绕组3b的电流、或输入电压Vin来使MOSFET12a断开。此外，作为输入电压Vin，能够使用为了控制单相逆变器2而检测的电压。
并且，在上述实施方式中，将MOSFET12a连接于两个二极管9a、9b的阴极彼此的连接点来切断流过二极管9a、9b的电流，但是电流切断单元也可以是除此以外的结构，也可以在二极管的阳极侧切断电流。
并且，另外，该实施方式还能够应用于上述实施方式2，在该情况下，将反并联连接了二极管12b的MOSFET12a具备两个，分别连接于二极管9a、9b与电容器10a、10b及电阻11a、11b之间。
实施方式4.
接着说明本发明的实施方式4。
图7是表示基于本发明的实施方式4的DC/DC转换器的电路结构的图。如图7所示，缓冲电路83具备包括反并联连接了二极管13b的作为半导体开关元件的MOSFET13a、二极管14以及电抗15的降压斩波电路16，以代替上述实施方式1中的电阻11。MOSFET13a的漏极与电容器10连接，连接到两个二极管9a、9b的阴极彼此的连接点上。另外，电抗15的另一端连接于平滑电容器6或负载7的正极，电容器10、二极管14的阳极、平滑电容器6以及负载7的负极相互连接，连接于整流电路4的二极管4b、4d的阳极。
另外，检测电容器10的电压Vc以及流过电抗15的电流值i2来输入到控制电路20，控制电路20基于检测出的电压Vc、电流值i2输出栅极信号20c来控制降压斩波电路16的MOSFET13a。也可以代替MOSFET12a而使用IGBT等的自消弧型半导体开关元件。
其它结构与上述实施方式1相同。
在该实施方式中，与上述实施方式1同样地，当在变压器3的次级侧电压中产生浪涌电压而该电压超过电容器10的电压时，浪涌电流从变压器次级绕组3b经由二极管9a、9b流入电容器10，变压器3的次级侧电压被钳位为电容器10的电压，并且浪涌电流被充电到电容器10。
而且，电容器10的电压Vc通过降压斩波电路16被控制为目标电压Vc*。下面基于图8说明降压斩波电路16的控制。
将预先设定的目标电压Vc*与检测出的电容器10的电压Vc的差分作为反馈量31进行PI运算来求出电流指令值i2*。通过判定器34判定对该电流指令值i2*与检测出的电抗15的电流值i2的偏差32进行PI运算所得的信号33，通过PWM控制器35生成向MOSFET13a的栅极信号20c并输出。
判定器34以如下方式进行判定：在电容器10的电压Vc低于输出电压Vout的情况下，使MOSFET13a断开，在电容器10的电压Vc为输出电压Vout以上的情况下，对MOSFET13a进行PWM控制来进行降压动作。
在该实施方式中，与上述实施方式1同样地，在变压器3的次级侧产生的浪涌电压被电容器10的电压钳位而得到抑制，能够防止对整流电路4的二极管4a～4d施加过电压而能够保护整流电路4。另外，不像以往那样使用开关元件而使用二极管9a、9b，因此不需要进行开关控制而能够通过容易的电路结构抑制浪涌电压，能够保护整流电路4的各元件。另外，过大的浪涌电流不会流过二极管9a、9b，能够使用小容量的元件。
并且，电容器10的电力能够经由降压斩波电路16在平滑电容器6(或负载7)中再生，因此能够将通过浪涌电压产生的浪涌能量可靠地在负载侧再生来有效利用。在该情况下，与使用电阻11的情况相比损失降低而能够促进浪涌能量的有效利用，能够实现DC/DC转换器的电力变换效率的提高。另外，通过降压斩波电路16控制电容器10的电压Vc，因此能够更加抑制电容器10的电压上升，能够提高浪涌电压的抑制效果。
实施方式5.
接着说明本发明的实施方式5。
图9是表示基于本发明的实施方式5的DC/DC转换器的电路结构的图。如图9所示，作为将直流电源1的直流电压Vin变换为交流电压的逆变器，使用作为零电压开关电路的单相逆变器2a。
该单相逆变器2a是能够使各半导体开关元件Sa～Sd的进行开关时的元件的两端电压几乎为零电压的零电压开关电路，在各半导体开关元件Sa～Sd上分别并联连接电容器18a～18d。另外，在半导体开关元件Sa～Sd与变压器3之间的交流输出线上连接谐振电抗19。
另外，控制电路20将向单相逆变器2a内的半导体开关元件Sa～Sd的栅极信号20a以使各半导体开关元件Sa～Sd进行零电压开关的方式生成并输出。其它结构与上述实施方式1同样。
如上所述，由于变压器3的泄漏电感、电路的电感成分而在换向时在变压器3中产生浪涌电压，在单相逆变器2a中，在变压器初级侧具备电容器18a～18d和谐振电抗19，浪涌电压变大。在该情况下，由于具备上述实施方式1中示出的缓冲电路8，因此不需要进行开关控制而能够通过容易的电路结构抑制浪涌电压，能够保护整流电路4的各元件，并且能够将浪涌能量可靠地在负载侧再生来有效利用。这样，通过在开关损失几乎为0的零电压开关电路中使用缓冲电路8，能够更加提高电力变换效率，还能够提高可靠性。
此外，在该情况下，示出了使用上述实施方式1的缓冲电路8的情况，但是上述实施方式2～4的缓冲电路81～83也能够同样地应用而能够得到同样的效果。
此外，本发明能够在发明的范围内自由地组合各实施方式，或者能够适当地变形、省略各实施方式。

Claims (9)

1.一种DC/DC转换器，其特征在于，具备：
逆变器，具有多个半导体开关元件来将直流电力变换为交流电力；
变压器，初级侧连接到该逆变器的交流输出上；以及
整流电路，具有多个半导体元件并连接于该变压器的次级侧，
该DC/DC转换器对所输入的直流电力进行DC/DC变换并输出到负载，
该DC/DC转换器具备缓冲电路，该缓冲电路具有：
串联电路，将一端连接于所述负载的正极的电阻与一端连接于所述负载的负极的电容器串联连接而成；以及
两个二极管，阳极分别连接于所述变压器的次级绕组两端而阴极连接到所述电阻与所述电容器的连接点上，
所述缓冲电路抑制在所述变压器的次级侧产生的浪涌电压，并且将所述电容器的电力经由所述电阻在所述负载中再生。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述两个二极管的阴极相互连接，其连接点连接到所述电阻与所述电容器的连接点上。
3.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
并联地具备两个所述串联电路，各该串联电路分别连接于各所述二极管的阴极。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
具备检测所述逆变器的输入电压、所述变压器的电压和电流中的某一个的值的单元以及切断所述缓冲电路的各所述二极管的正向电流的电流切断单元，
基于检测出的所述值切断各所述二极管的正向电流。
5.根据权利要求4所述的DC/DC转换器，其特征在于，
将反并联连接了二极管的半导体开关元件连接在各所述二极管的阴极与所述串联电路的所述连接点之间来构成所述电流切断单元。
6.根据权利要求1～5中的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述逆变器具备与各所述半导体开关元件分别并联连接的电容器以及连接于交流输出线的电抗，
各所述半导体开关元件通过进行零电压开关来动作。
7.一种DC/DC转换器，其特征在于，具备：
逆变器，具有多个半导体开关元件来将直流电力变换为交流电力；
变压器，初级侧连接到该逆变器的交流输出上；以及
整流电路，具有多个半导体元件并连接于该变压器的次级侧，
该DC/DC转换器对所输入的直流电力进行DC/DC变换并输出到负载，
该DC/DC转换器具备缓冲电路，该缓冲电路具有：
两个二极管，阳极分别连接于所述变压器的次级绕组两端而阴极相互连接；
电容器，连接于该两个二极管的彼此的连接点与所述负载的负极之间；以及
降压斩波电路，包括反并联连接了二极管的半导体开关元件、二极管以及电抗，并连接于所述电容器与所述负载之间，
所述缓冲电路抑制在所述变压器的次级侧产生的浪涌电压，并且将所述电容器的电力经由所述降压斩波电路在所述负载中再生。
8.根据权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，
具有检测所述电容器的电压的单元，
所述降压斩波电路进行动作使得该电容器的电压成为规定的电压。
9.根据权利要求7或8所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述逆变器具备与各所述半导体开关元件分别并联连接的电容器以及连接于交流输出线的电抗，
各所述半导体开关元件通过进行零电压开关来动作。
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