JP2016226272A - プリチャージ回路及び太陽光発電インバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避けるプリチャージ回路と太陽光発電インバータを提供する。
【解決手段】プリチャージ回路は、交流電源Ｓ、ダイオードＤ１とＤ２が直列接続されてなるハーフブリッジ整流器、補助充電コンデンサＣａｕｘ、電流制限装置と制御可能なスイッチ及び目標充電コンデンサＣｂｕｓとが接続されて倍電圧整流回路を構成する。ハーフブリッジ整流器の直流側と目標充電コンデンサとが並列接続され、ハーフブリッジ整流器の交流側が交流電源の一端に接続され、補助充電コンデンサの一端が目標充電コンデンサのいずれかの端に接続され、補助充電コンデンサの他端が交流電源の他端に接続され、電流制限装置がプリチャージ回路の各充電経路に直列接続され、制御可能なスイッチがプリチャージ回路の各充電経路に直列接続される。
【選択図】図２ａ

Description

本出願は太陽光発電技術分野に関し、より具体的には、プリチャージ回路と太陽光発電インバータに関する。
太陽光発電インバータは太陽光発電システムにおけるエネルギー変換装置であり、光電池が出力する直流電気を交流電気に変換して電力網に送るための装置である。
太陽光発電インバータが光電池高圧で起動する必要がある時には、従来の技術は予め図1に示すプリチャージ回路をオンして直流バスプリチャージ電圧を向上させることで、光電池をオンする瞬間に、電池電圧と直流バス電圧に大きい差があるため電流の衝撃が発生することを避ける。また、太陽光発電インバータがＳＶＧ（Static Var Generator：静止形無効電力発生装置）モードで運行する時に、同様に、送電網接続する瞬間に直流バス電圧と電力網電圧ピークの間に大きい電圧差があるため電流の衝撃が発生することを避けるように、直流バスをプリチャージすることが必要である。
しかしながら、上記プリチャージ態様はダイオード不制御整流ブリッジ（diode uncontrolled rectifier bridge）のフルブリッジ整流方式を採用し、整流の電圧が電力網電圧ピークを超えることはなく、そして整流と電流制限部品の電圧降下、太陽光発電インバータ直流側負荷（例えばスイッチ電源）の存在によって、実際な電圧がより低くなり、直流バスプリチャージ電圧が電力網電圧又は光電池電圧に達しないことを招く、従って太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に発生する電流の衝撃を避けることができない。
それに鑑みて、本発明は、直流バスプリチャージ電圧が低いという課題を解決することで、太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避けるプリチャージ回路と太陽光発電インバータを提供する。
交流電源、ハーフブリッジ整流器、補助充電コンデンサ、電流制限装置、及び制御可能なスイッチを含み、目標充電コンデンサと接続して倍電圧整流回路を構成するプリチャージ回路であって、
前記ハーフブリッジ整流器の直流側と前記目標充電コンデンサとが並列接続され、前記ハーフブリッジ整流器の交流側が前記交流電源の一端に接続され、
前記補助充電コンデンサの一端が前記目標充電コンデンサのいずれかの端に接続され、前記補助充電コンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続され、
前記電流制限装置が前記プリチャージ回路の各充電経路に直列接続され、
前記制御可能なスイッチが前記プリチャージ回路の各充電経路に直列接続されることを特徴とするプリチャージ回路。
なお、前記交流源は電力網の相電圧又は線間電圧である。
なお、前記ハーフブリッジ整流器における半導体デバイスは、ダイオード、サイリスタ、MOSFET又は逆並列ダイオード付きIGBTである。
なお、前記電流制限装置は、抵抗、インダクタ、及びチョークコイルのうちの一種類又はいずれか何種類の組合せである。
なお、前記制御可能なスイッチは、リレー、MOSFET又はIGBTである。
なお、前記ハーフブリッジ整流器における半導体デバイスは、太陽光発電インバータのインバーター回路における逆並列ダイオードである。
なお、前記補助充電コンデンサは、太陽光発電インバータの直流側の正バスコンデンサ（positive bus capacitor）及び/又は負バスコンデンサ（negative bus capacitor）である。
なお、前記電流制限装置は太陽光発電インバータの交流リアクトルである。
なお、前記制御可能なスイッチは太陽光発電インバータの送電網接続スイッチである。
上記いずれかのプリチャージ回路を含む太陽光発電インバータ。
上記の技術態様からみると、本発明は、交流電源、ハーフブリッジ整流器、補助充電コンデンサ、電流制限装置、制御可能なスイッチ、及び目標充電コンデンサを利用して倍電圧整流回路を構成し、目標充電コンデンサをプリチャージして、目標充電コンデンサの両端電圧（即ち、直流バスプリチャージ電圧）が最大２倍の交流電源電圧ピークに向上することができるようにすることで、直流バスプリチャージ電圧が低いという課題を解決し、更に太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避ける効果を奏する。
本発明実施例又は従来の技術における技術態様をより明確に説明するために、以下、実施例又は従来の技術の記述において使用する必要がある図面を簡単に紹介し、以下記述における図面は単に本発明のいくつかの実施例であり、当分野の普通な技術者にとって、創造性労働を必要としない前提で、これらの図面に従って他の図面を取得することもできるのは、自明なことである。
従来の技術に開示されている、一種の太陽光発電インバータに適用されるプリチャージ回路構造の概略図である。 本発明実施例に開示されている一種のプリチャージ回路構造の概略図である。 図２ａに示す回路における交流電源が順方向電圧である時の充電経路の概略図である。 図２ａに示す回路における交流電源が逆方向電圧である時の充電経路の概略図である。 図２ａに示す回路が適用される三相２レベル太陽光発電インバータ構造の概略図である。 他の一種の図２ａに示す回路が適用される三相２レベル太陽光発電インバータ構造の概略図である。 本発明実施例に開示されている他の一種のプリチャージ回路構造の概略図である。 図４ａに示す回路における交流電源が順方向電圧である時の充電経路の概略図である。 図４ａに示す回路における交流電源が逆方向電圧である時の充電経路の概略図である。 本発明実施例に開示されている他の一種のプリチャージ回路構造の概略図である。 図５ａに示す回路が適用される一種の三相３レベル太陽光発電インバータ構造の概略図である。 本発明実施例に開示されている他の一種のプリチャージ回路構造の概略図である。 図６に示す回路が適用される三相２レベル太陽光発電インバータ構造の概略図である。
以下、本発明実施例における図面を組み合わせて、本発明実施例における技術態様を明確に、完全に記述し、明らかに、記述される実施例は単に本発明の一部の実施例であり、全部の実施例ではない。本発明における実施例に基づいて、当分野の普通な技術者は創造性労働を必要としない前提で得られる全ての他の実施例は、本発明に保護される範囲に属する。
本発明実施例には、直流バスプリチャージ電圧が低いという課題を解決して、太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避けるように、一種のプリチャージ回路が開示され、当該プリチャージ回路は、交流電源と、ハーフブリッジ整流器と、補助充電コンデンサと、電流制限装置と、制御可能なスイッチとを含み、目標充電コンデンサと接続されて倍電圧整流回路になり、ここで、
前記ハーフブリッジ整流器の直流側と前記目標充電コンデンサとが並列接続され、前記ハーフブリッジ整流器の交流側が前記交流電源の一端に接続され、
前記補助充電コンデンサの一端が前記目標充電コンデンサのいずれかの端に接続され、前記補助充電コンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続され、
前記電流制限装置が前記プリチャージ回路の各充電経路に直列接続され、
前記制御可能なスイッチが前記プリチャージ回路の各充電経路に直列接続される。
本実施例は、交流電源、ハーフブリッジ整流器、補助充電コンデンサ、電流制限装置、制御可能なスイッチ、及び目標充電コンデンサを利用して倍電圧整流回路を構成し、目標充電コンデンサをプリチャージして、目標充電コンデンサの両端電圧（即ち、直流バスプリチャージ電圧）が最大２倍の交流電源電圧ピークに向上することができるようにすることで、直流バスプリチャージ電圧が低いという課題を解決し、更に、太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避ける。
なお、前記プリチャージ回路の各構成部品に対して、以下のような５つの点を説明する必要がある。
１）交流電源について
前記交流源は電力網の相電圧又は線間電圧でよく、前記交流源が電力網の相電圧である場合、直流バスプリチャージ電圧は、電力網相電圧ピークの最大２倍まで上がってもよく、前記交流源が電力網の線間電圧である場合、直流バスプリチャージ電圧は電力網線間電圧ピークの最大２倍に上がってもよい。
２）ハーフブリッジ整流器について
前記ハーフブリッジ整流器における半導体デバイスは、ダイオード、サイリスタ、MOSFET（Metal Oxide Semiconductor FET、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）又は逆並列ダイオード付きIGBT（ Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の電流を一方向に流すように制限することができる半導体デバイスであってよい。
好ましいものとして、ハードウェアコストを節約するために、前記ハーフブリッジ整流器における半導体デバイスが直接に太陽光発電インバータのインバーター回路における逆並列ダイオードを採用してもよい。
３）補助充電コンデンサについて
ハードウェアコストを節約するために、前記補助充電コンデンサが直接に太陽光発電インバータの直流側の正バスコンデンサ及び/又は負バスコンデンサを採用してもよい。
４）電流制限装置について
前記電流制限装置が電流制限抵抗、インダクタ、及びチョークコイルのうちの一種類又はいずれか何種類の組合せであってよい。前記プリチャージ回路の各充電経路には、少なくとも一つの電流制限装置が直列接続されている。好ましいものとして、ハードウェアコストを節約するために、前記電流制限装置が直接に太陽光発電インバータの交流リアクトルを採用してもよい。
５）制御可能なスイッチについて
前記制御可能なスイッチが、リレー、MOSFET又はIGBT等であってよい。前記プリチャージ回路の各充電経路には、少なくとも一つの制御可能なスイッチが直列接続されている。好ましいものとして、ハードウェアコストを節約するために、前記電流制限装置が直接に太陽光発電インバータの送電網接続スイッチを採用してもよい。同一の充電経路で、前記制御可能なスイッチと前記電流制限装置とがスイッチ電流制限装置と総称される。
なお、前記プリチャージ回路の整体構造に対して、交流電源、ハーフブリッジ整流器と補助充電コンデンサの数の違いに従って、前記プリチャージ回路が複数の種類の組合せ形式を有し、以下、実施例１実施例３を挙げて説明する。
Ｉ．実施例１
図２aを参照し、プリチャージ回路が一つの交流電源S、ダイオードD１とダイオードD２とが直列接続されてなる一つのハーフブリッジ整流器、及び一つの補助充電コンデンサCauxを有することを例として（図において、Z１は前記プリチャージ回路の唯一の充電経路に直列接続されるスイッチ電流制限装置を示し、Cbusは目標充電コンデンサを示し、充電定常状態に達した後には、目標充電コンデンサの両端電圧が直流バスプリチャージ電圧である）、交流電源Sが順方向電圧である時には、充電経路は図２bに示すように、電流がZ１、Caux、Cbus、D２を通過し充電ループを形成して、CbusとCauxを順方向充電（forward charge）し、交流電源Sが逆方向電圧である時には、充電経路は図２cに示すように、電流がD１、Caux、Z１を通過し充電ループを形成して、Cauxを逆方向充電（backward charge）する。順方向充電ループの抵抗にはCauxとCbusが含まれ、逆方向充電ループの抵抗にはCbusがないため、充電過程において順方向充電電流が逆方向充電電流より低く、Cauxは逆方向充電電荷を蓄積し、Cbusは順方向充電する時のみに順方向充電電荷を蓄積する。
交流電源Sの電圧増幅値がVsであり、Cbusの定常状態電圧がVbusであり、Cauxの定常状態電圧がVauxであることを仮定する。充電定常状態に達した後には、図２bの順方向充電電流と図２cの逆方向充電電流がともに０に接近し、即ち、スイッチ電流制限装置Z１の電圧降下が０に接近する。ループにおけるダイオードD１~D２の電圧降下を無視すると、図２ｂの充電ループにおける電圧の関係は、下記式：
Figure 2016226272
によって表される。
図２ｃの充電ループにおける電圧の関係は、下記式：
Figure 2016226272
によって表される。
以上の二つの式によって、Cbusの充電定常状態電圧は、下記式：
Figure 2016226272
のように算出される。
以上のように、本プリチャージ回路は、Cbusに対する充電電圧が交流電源の電圧増幅値の２倍に達することができる。交流電源Sが相電圧であり、相電圧実効値がVであり、増幅値が
Figure 2016226272
であるとすると、充電定常状態に達した後には、Cbusの充電定常状態電圧が
Figure 2016226272
になり、交流電源Sが線間電圧であり、相電圧実効値がVであり、増幅値が
Figure 2016226272
であるとすると、充電定常状態に達した後には、Cbusの充電定常状態電圧が
Figure 2016226272
になる。
図２aに示す回路を図３aに示す三相２レベル太陽光発電インバータに適用し、電力網中性点Nと直流側PV+（又はPV-）の間に補助充電コンデンサCauxとスイッチ電流制限装置Z１が直列接続され、交流電源が直接に従来のR、S、Tの三相電圧における全部又は一部を利用して実現され、ハーフブリッジ整流器が直接にインバーター回路における従来のダイオードD１~D６における全部又は一部を利用して実現されることで、プリチャージ機能を実現することができる。具体的には、相電圧R、ダイオードD１~D２、送電網接続スイッチS１、補助充電コンデンサCaux及びスイッチ電流制限装置Z１によって一つの完全なプリチャージ回路を構成することが可能で、又は、相電圧S、ダイオードD３~D４、送電網接続スイッチS２、Caux及びZ１によって一つの完全なプリチャージ回路を構成することが可能で、又は、相電圧T、ダイオードD５~D６、送電網接続スイッチS３、Caux及びZ１によって一つの完全なプリチャージ回路を構成することが可能である。なお、Z１を省略してもよく、その機能が直接に太陽光発電インバータにおける交流リアクトルと送電網接続スイッチによって替わる。
また、図２aに示す回路を図３bに示す三相２レベル太陽光発電インバータに適用してもよく、交流電源が直接に従来のR-S線間電圧又はR-T線間電圧を利用して実現され、ハーフブリッジ整流器が直接にインバーター回路における従来のダイオードD１~D６における全部又は一部を利用して実現され、R-S線間電圧又はR-T線間電圧と直流側PV+（又はPV-）の間に補助充電コンデンサCauxとスイッチ電流制限装置Z１を直列接続することで、プリチャージ機能を実現することができる。具体的には、R-S線間電圧、送電網接続スイッチS２、ダイオードD３~D４、Caux及びZ１によって一つの完全なプリチャージ回路を構成することが可能で、又は、R-T線間電圧、送電網接続スイッチS３、ダイオードD５~D６、Caux及びZ１によって一つの完全なプリチャージ回路を構成することが可能である。なお、Z１を省略してもよく、その機能が直接に太陽光発電インバータにおける交流リアクトルと送電網接続スイッチによって替わる。
II．例２
図４aを参照し、プリチャージ回路が一つの交流電源S、ダイオードD１とD２とが直列接続されてなる一つのハーフブリッジ整流器、及び二つの補助充電コンデンサCaux１~Caux２を有することを例として（スイッチ電流制限装置Z１が、Caux１が位置する充電経路に直列接続され、スイッチ電流制限装置Z３が、Caux２が位置する充電経路に直列接続され、スイッチ電流制限装置Z３が、Caux１とCaux２とが共用する一段の充電経路上に直列接続される）、
交流電源Sが順方向電圧である時には、充電経路が二つあり、図４bに示すように、そのうちの一つは、電流がZ２、D１、Cbus、Caux２、Z３を通過し充電ループを形成して、CbusとCaux２を充電し、もう一つの充電経路は、電流がZ２、D１、Caux１、Z１を通過し充電ループを形成して、Caux１を逆方向充電する。交流電源Sが逆方向電圧である時には、充電経路が二つ有り、図４cに示すように、そのうちの一つは、電流がZ１、Caux１、Cbus、D２、Z２を通過して充電ループを形成して、CbusとCaux１を充電し、もう一つの充電経路は、電流がZ３、Caux２、D２、Z２を通過して充電ループを形成して、Caux２を逆方向充電する。
交流電源Sの電圧増幅値がVsであり、Cbusの定常状態電圧が
Figure 2016226272
であり、Caux１の定常状態電圧が
Figure 2016226272
 であり、Caux２の定常状態電圧がVaux２であることを仮定する。充電定常状態に達した後には、図４bと図４cの二つの充電経路の電流がともに０に接近し、即ち、スイッチ電流制限装置Z１、Z２、Z３の電圧降下が０に接近する。ループにおけるダイオードD１~D２の電圧降下を無視すると、図４bの二つの充電ループにおける電圧の関係は、それぞれ下記式：
Figure 2016226272
によって表される。
図４cの二つの充電ループにおける電圧の関係は、それぞれ下記式：
Figure 2016226272
によって表される。
以上の４つの式によって、Cbus的充電定常状態電圧は、下記式：
Figure 2016226272
のように算出される。
一つの交流電源S、ダイオードD１とD２とが直列接続されてなる一つのハーフブリッジ整流器、二つの補助充電コンデンサCaux１~Caux２、及びいくつかの電流制限装置と制御可能なスイッチを有するプリチャージ回路が図５aに示すように、同様に
Figure 2016226272
の等式の関係を満たしてよく、ここでは導出しないようにする。図５aに示す回路を図５bに示す三相３レベル太陽光発電インバータに適用し、補助充電コンデンサCauxが直接にインバーターにおける従来の正負バスコンデンサC１とC２を利用して実現されることができ、電力網中性点Nと直流側PV+（又はPV-）の間にスイッチ電流制限装置Z１が直列接続され、交流電源が直接に従来のR、S、Tの三相電圧における全部又は一部を利用して実現され、ハーフブリッジ整流器が直接にインバーター回路における従来のダイオードD１~D６における全部又は一部を利用して実現されることで、プリチャージ機能を実現することができる。なお、Z１を省略してもよく、その機能が直接に太陽光発電インバータにおける交流リアクトルと送電網接続スイッチによって替わる。
III．例３
充電速度をより速くし、インバーター付き直流側の負荷能力をより強くするために、さらに完全に三相電源を利用して整流することができる。図６に示すように、前記プリチャージ回路が３つの交流電源、３つのハーフブリッジ整流器、一つの補助充電コンデンサCaux、及び４つのスイッチ電流制限装置を含んでいる。図６が図２aとの区別は、単に交流電源とハーフブリッジ整流器の数を増えた点にあり、その充電原理が変わらず、図２b~図２cの関連する記述を参照すればよい。
図６に示す回路を図７に示す三相２レベル太陽光発電インバータに適用し、補助充電コンデンサCaux１、３つのハーフブリッジ整流器、及び３つのスイッチ電流制限装置Z１~Z３を追加することで、プリチャージ機能を実現することができる。図１と比較すると、図７に示す回路は、直接に図１の上にCaux１とZ３を追加することで実現されることに相当する（C１が普通なコンデンサであり、フィルター作用を実現し、省略してもよい）ことがわかる。ハードウェアコストを節約するために、プリチャージ回路における一部の構成部品は、直接に太陽光発電インバータにおける従来のハードウェアを利用して替わることも可能であるのは当然である。
また、本発明実施例には、一種の太陽光発電インバータが更に開示されて、上記開示されているいずれかのプリチャージ回路を含む。太陽光発電インバータがプリチャージ条件を満たす（例えば、太陽光発電インバータが静的なVARジェネレーターモードで運行すると判断し、又は、太陽光発電インバータが光電池高圧で起動する必要があると判断し、又は、プリチャージ指令を受信した等の）時には、相応する制御可能なスイッチをオンして、目標充電コンデンサをプリチャージし、プリチャージが完了した後には、前記制御可能なスイッチをオフして、プリチャージを終了し、直流バスプリチャージ電圧が低いという課題を解決することで、太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避ける。
以上のように、本発明は、交流電源、ハーフブリッジ整流器、補助充電コンデンサ、電流制限装置、制御可能なスイッチ、及び目標充電コンデンサを利用して倍電圧整流回路を構成し、目標充電コンデンサをプリチャージして、目標充電コンデンサの両端電圧（即ち、直流バスプリチャージ電圧）が最大２倍の交流電源電圧ピークに向上することができるようにすることで、直流バスプリチャージ電圧が低いという課題を解決し、更に、太陽光発電インバータが光電池をオンする時又は送電網接続する時に電流の衝撃が発生することを避ける。
本明細書において各実施例がプログレッシブ方式を採用して記述し、各実施例について他の実施例との相違点を重点的に説明し、各実施例同士の同一又は類似の部分は互いに参照すればよい。
開示されている実施例に対する上記説明は、当分野の専門的な技術者が本発明を実現又は使用可能とさせる。当分野の専門的な技術者にとって、これらの実施例に対する複数の改正は自明なことであり、本文に定義される一般的な原理は、本発明実施例の思想又は範囲を超えない場合に、他の実施例で実現されることができる。従って、本発明実施例は、本文に示すこれらの実施例に制限されることはなく、本文に開示されている原理と新規特徴に一致する最も広い範囲に該当する。
S ・・・ 交流電源
D１、D２ ・・・ ダイオード
Caux ・・・ 補助充電コンデンサ
Cbus ・・・ 目標充電コンデンサ
Z１ ・・・ スイッチ電流制限装置
C１、C２ ・・・ 正負バスコンデンサ

Claims (10)

  1. 交流電源、ハーフブリッジ整流器、補助充電コンデンサ、電流制限装置、及び制御可能なスイッチを含み、目標充電コンデンサと接続されて倍電圧整流回路を構成するプリチャージ回路であって、
    前記ハーフブリッジ整流器の直流側と前記目標充電コンデンサとが並列接続され、前記ハーフブリッジ整流器の交流側が前記交流電源の一端に接続されており、
    前記補助充電コンデンサの一端が前記目標充電コンデンサのいずれかの端に接続され、前記補助充電コンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続されており、
    前記電流制限装置が前記プリチャージ回路の各充電経路に直列接続されており、
    前記制御可能なスイッチが前記プリチャージ回路の各充電経路に直列接続されていることを特徴とするプリチャージ回路。
  2. 前記交流源が電力網の相電圧又は線間電圧であることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  3. 前記ハーフブリッジ整流器における半導体デバイスがダイオード、サイリスタ、MOSFET又は逆並列ダイオード付きIGBTであることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  4. 前記電流制限装置が抵抗、インダクタ、及びチョークコイル及びこれらの組み合わせのいずれかであることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  5. 前記制御可能なスイッチがリレー、MOSFET又はIGBTであることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  6. 前記ハーフブリッジ整流器における半導体デバイスが太陽光発電インバータのインバーター回路における逆並列ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  7. 前記補助充電コンデンサが太陽光発電インバータの直流側の正バスコンデンサ（positive bus capacitor）及び/又は負バスコンデンサ（negative bus capacitor）であることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  8. 前記電流制限装置が太陽光発電インバータの交流リアクトルであることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  9. 前記制御可能なスイッチが太陽光発電インバータの送電網接続スイッチであることを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
  10. 請求項１~９のいずれか一項に記載のプリチャージ回路を含むことを特徴とする太陽光発電インバータ。
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