JP2013162591A - 電源回路および電子装置 - Google Patents

Abstract

【課題】少なくともチョークコイルの大きなものは使わず、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らす。
【解決手段】交流を整流して直流を供給する電源回路２には、２つの出力端子７と１つの入力端子８とを有する整流回路３と、整流回路３の入力端子８に直列に接続されたカップリング用の第１コンデンサ４と、整流回路３の２つの出力端子７間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサ５と、が備えられている。第１コンデンサ４のキャパシタンスが、第２コンデンサ５のキャパシタンスの半分以下である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、突入電流対応の電源回路および電子装置に関する。

電源回路を備えた電子装置は、多くの電子装置に不可欠な構成であり、電源から供給される交流を整流し、電子回路における利用に好適な直流を供給する。

電子装置の電源回路では、電圧値を安定化させるために平滑用のコンデンサが用いられ、この平滑用のコンデンサによれば、高品質のアナログ回路や信頼性の高いディジタル回路におけるリップルを低減させることができる。また、電源回路から電源供給を受ける電子回路にインバータ等、過激なパルスを発する構成が用いられる場合、電気的ノイズが発生し、電子装置の内外に影響が及ぶ。そのため、電気的ノイズを低減するために、キャパシタンスのより大きなものが電源回路に用いられる。

また、電子装置をコンパクトにすることなどを目的として、重くかさばる電源トランスを省略した非絶縁型の電源回路が電源回路として用いられ、この非絶縁型の電源回路の場合、電源投入時の突入電流を抑制する特性が弱い。

電源回路に用いる平滑用のコンデンサのキャパシタンスについて、電源周波数の頻度（回路によっては、その２倍の頻度）で間欠的にしか充電されない。そのため、間欠して行う充電の間における出力電圧の低下（即ち、リップル）は、十分小さい値、例えば最大電圧値の数％以内になるように設定される。このため、電源回路を備えた電子装置を使用する時、平滑用のコンデンサには、供給しているパワー条件下で電源周波数の少なくとも数十周期分に相当する大きなエネルギーが蓄積される。この大きなエネルギーは、エネルギーが概ね失われた状態（非使用時の状態）から、電源投入直後の極めて短期間に電源線を通じて電子装置に供給される。そのため、この期間の電流（即ち、突入電流）が蓄積されるべきエネルギーの大きな電子装置（もしくは電子装置を備えた電子機器）においては、電子装置の内外が加熱したり、電気的ノイズが機器内外に発するなどの問題が生じる。

また、従来、電流値を緩和し、エネルギーを吸収する役割を果たしていた電源トランスを使わない設計（非絶縁型の電源回路）が近年増えていることも、この問題をさらに著しくしている。

一般に、電子装置の電源から流入する電流が最終的に落ち着く値は、次のような要因（後述の要因１〜３参照）の何れかが単独または複合して作用することによって制限されている。要因１として、暫定的にインダクタンスによって制限されているうちに、交流である電源の位相が変化し、逆向きの流れ方を要求することが挙げられる。また、要因２として、電子装置内の各部品の内部抵抗など回路の持つ抵抗と電流との積で求められる電圧降下が、電源起電力と等しくなることが挙げられる。また、要因３として、平滑用のコンデンサが一杯になることが挙げられる。つまり、平滑用のコンデンサの端子間の電圧が、電源から整流回路等を通じて供給される電圧に拮抗する値になることが挙げられる。

例えば、蛍光灯器具においては、安定器（例えば、チョークコイル）が用いられ、主に要因１の理由で電流が制限されている。

また、電熱装置等の抵抗性の負荷によっては、主に要因２の機構で電流は落着く。

電子装置の多くは、電源部に平滑用のコンデンサを有し、直流電源を供給するようになっている。このような回路で平滑用のコンデンサに流れ込む電流は、最終的には要因３によって安定化する。

しかしながら、スイッチを入れて安定するまでの短時間に限っては大きな電流が流れることが問題である。特に、平滑用のコンデンサのキャパシタンスが大きければ、抑制が働くのが遅れ、この遅れの分だけ、その間に流れる電流の最大値は大きくなる傾向にある。

例えば、従来、図３に示すようなブリッジ整流回路が用いられ、このブリッジ整流回路の出力側には平滑用のコンデンサが接続されている。この図３に示すブリッジ整流回路では、電源投入時に（スイッチを入れると）、例えば図４に示すような経路（図４に示す太線参照）に沿って大きな電流が流れる。

ところで、突入電流が大きい電源回路では、スイッチを入れる時に以下のような不都合が生じる。

電源回路に用いられるコンデンサ、インダクタ等の部品や、電源回路を備えた電子装置の内外の配線などが、瞬間的に許容限度を超える温度にまで過熱し、その結果、発火する場合があり、この発火が火災の原因となる。

また、太さが十分ではない同一の電源線から分岐し、電子装置が、他の電子装置や電子機器が接続されている場合、スイッチを入れる時には、共通の供給系統の途中に電圧降下が生じることにより、他の機器への電力供給が不足し、動作不良等、問題を生じる。

また、当該電子装置の近傍に位置する他の電子機器において、電源を共有するか否かに関わらず、発生する電磁ノイズ（ＥＭＳ）を通じ、それらの内部、また、相互結線における、ディジタルまたはアナログの信号伝達に障害が生じる。

上記の突入電流の問題を解決するために、従来から様々な構成が考えられた。例えば、入力線上に置かれるインダクタンスを増やすことは、最も初歩的な解決とされた。しかしながら、この場合、インダクタンス値が十分に大きく、かつ、平素の損失が少なく大きな電流を流せるチョークコイルは、大型化する傾向にある。

また、入力線上に置かれるインダクタンスを増やすこととは別に、抵抗と、リレーや電子スイッチ等のスイッチング手段とを併用した構成がある。例えば、スイッチを入れる時に、抵抗による電流抑制機構を使って電流を安定させ、電流が安定した後に、これに並行するスイッチを閉じ、抵抗の損失を除く抑制機構がある（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に記載の抑制機構は、平滑用のコンデンサの前段であれば、整流回路の前段でも後段でも配置することができる。この他にも、インバータの原理を用い、発熱を生じることなく突入電流自体を制限する抑制機構（例えば、特許文献２参照）や、ＤＣ−ＤＣコンバータを使う抑制機構（例えば、特許文献３参照）がある。

特許４７９７７００号公報 特許４５３４１８９号公報 特許４４２２０９０号公報

上記の特許文献１〜３に示すような抑制機構により、突入電流の問題を解決することができるように思えるが、これらも突入電流の問題の一部を解決したにすぎない。

実際に抵抗器を使う場合、抵抗器は電気エネルギーから熱エネルギーへの変換器であるため、そこで吸収すべきエネルギーは、電圧×キャパシタンス（電力×時間＝電圧×電流×時間）で求められる。ここでいうエネルギーは、キャパシタンスを固定する限りは不変の（動かすことのできない）値となるが、初期の電流が流れるのは、熱エネルギーが電子装置の部品外にまで拡散できる時間に比べて短時間となり、その抵抗線で生じた発熱は、抵抗線自体を含む、電子装置の部品を構成する材料の温度上昇に反映する。そのため、電子装置を破壊しないように回路設計を行う必要があり、抵抗器を用いる方式では、抵抗器自体を大きくすることは不可避となり、その結果、装置の大型化は避けられない。

また、インバータは価格が高くなる傾向にあり、コストを考慮すると、電源回路の部品としてインバータを用いることは難しい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータも、その内部がインバータで構成されるので、インバータと同様に電源回路の部品に用いることは難しい。

そこで、上記課題を解決するために、本発明は、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことができる電源回路および電子装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明にかかる電源回路は、交流を整流して直流を供給する電源回路であって、複数の出力端子と少なくとも１つ以上の入力端子とを有する整流回路と、前記整流回路の前記入力端子に直列に接続されたカップリング用の第１コンデンサと、前記整流回路の複数の前記出力端子間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記第２コンデンサのキャパシタンスの半分以下であることを特徴とする。具体的な構成として、前記整流回路がブリッジ整流回路であってもよい。

本発明にかかる電源回路によれば、複数の出力端子と少なくとも１つ以上の入力端子とを有する整流回路と、前記整流回路の前記入力端子に直列に接続されたカップリング用の第１コンデンサと、前記整流回路の複数の前記出力端子間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記第２コンデンサのキャパシタンスの半分以下であるので、キャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、別個に用いられるキャパシタンスの小さな前記第１コンデンサによって、突入電流を抑制することが可能となる。その結果、突入電流の最大値と、突入電流の流れる期間とが制限され、当該電源回路の部品や配線の瞬間的な発熱を抑え、電源環境へ悪影響が及ぶのを抑えて、当該電源回路の部品を破壊させることなく安全に電源投入することが可能となる。つまり、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことが可能となる。

上記の目的を達成するため、本発明にかかる電源回路は、交流を整流して直流を供給する電源回路であって、複数の出力端子と複数の入力端子とを有する整流回路と、前記入力端子の少なくとも１つ以上の前記入力端子に対し、前記整流回路の内側で接続された少なくとも１つ以上の第１コンデンサと、複数の前記出力端子間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記コンデンサのキャパシタンスの半分以下であることを特徴とする。具体的な構成として、前記整流回路が、両波倍電圧整流回路であってもよい。

本発明にかかる電源回路によれば、複数の出力端子と複数の入力端子とを有する整流回路と、前記入力端子の少なくとも１つ以上の前記入力端子に対し、前記整流回路の内側で接続された少なくとも１つ以上の第１コンデンサと、複数の前記出力端子間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、前記第１コンデンサ２のキャパシタンスが、前記コンデンサのキャパシタンスの半分以下であるので、キャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、別個に用いられるところのキャパシタンスの小さな前記第１コンデンサによって、突入電流を抑制することが可能となる。その結果、突入電流の最大値と、突入電流の流れる期間とが制限され、当該電源回路の部品や配線の瞬間的な発熱を抑え、電源環境へ悪影響が及ぶのを抑えて、当該電源回路の部品を破壊させることなく安全に電源投入することが可能となる。つまり、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことが可能となる。

上記の目的を達成するため、本発明にかかる電源回路は、交流を整流して直流を供給する電源回路であって、複数の出力端子と複数の入力端子とを有する前記整流回路と、前記整流回路の少なくとも１つ以上の前記入力端子に対し、前記整流回路の内側で接続された少なくとも１つ以上の第１コンデンサと、複数の前記出力端子間を結ぶべく、前記整流回路の内側で直結された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記第２コンデンサのキャパシタンスの半分以下であることを特徴とする。具体的な構成として、前記整流回路が、前記整流回路が、半波倍電圧整流回路であってもよい。

本発明にかかる電源回路によれば、複数の出力端子と複数の入力端子とを有する前記整流回路と、前記整流回路の少なくとも１つ以上の前記入力端子に対し、前記整流回路の内側で接続された少なくとも１つ以上の第１コンデンサと、複数の前記出力端子間を結ぶべく、前記整流回路の内側で直結された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記第２コンデンサのキャパシタンスの半分以下であるので、キャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、別個に用いられるところのキャパシタンスの小さな前記第１コンデンサによって、突入電流を抑制することが可能となる。その結果、突入電流の最大値と、突入電流の流れる期間とが制限され、当該電源回路の部品や配線の瞬間的な発熱を抑え、電源環境へ悪影響が及ぶのを抑えて、当該電源回路の部品を破壊させることなく安全に電源投入することが可能となる。つまり、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことが可能となる。

前記構成において、前記整流回路より入力側の結線位置の少なくとも１箇所に、チョークコイルを有してもよい。

この場合、前記整流回路より入力側の結線位置に前記チョークコイルを有するので、突入電流の最大値を抑制することが可能となる。すなわち、突入電流が仮定（想定）される回路の途中（前記整流回路より入力側の結線位置）に前記チョークコイルを追加し、前記チョークコイルの追加によりインダクタンスを増加させて、突入電流の期間における発熱を抑制させることが可能となる。このことは、最大電流と反比例するように、突入電流の期間は増えるものの、期間における（単位時間あたりの）発熱は電流の２乗に比例することに関係する。

前記構成において、前記整流回路より入力側の結線位置の少なくとも１箇所に、または、前記第１コンデンサの後段にすぐ続いてチョークコイルを有してもよい。

この場合、前記整流回路より入力側の結線位置の少なくとも１箇所に、または、前記第１コンデンサの後段にすぐ続いてチョークコイルを有するので、突入電流の最大値を抑制することが可能となる。すなわち、突入電流が仮定（想定）される回路の途中（前記整流回路より入力側の結線位置、または、前記第１コンデンサの後段）に前記チョークコイルを追加し、前記チョークコイルの追加によりインダクタンスを増加させて、突入電流の期間における発熱を抑制させることが可能となる。このことは、最大電流と反比例するように、突入電流の期間は増えるものの、期間における（単位時間あたりの）発熱は電流の２乗に比例することに関係する。

前記構成において、前記チョークコイルは、強磁性体による磁心を有し、前記第１コンデンサのキャパシタンスをＣ１とし、当該電源回路の入力に印加される交流の実効電圧をＶとし、前記チョークコイルが磁気的に飽和する限度の電流を流した際に蓄積し、再放出可能なエネルギーをＥｉとし、最大電圧に対するコンデンサの蓄積エネルギーをＥｃとして、Ｅｉ＞Ｅｃ＝Ｃ１＊Ｖ²を満たしてもよい。

この場合、前記チョークコイルは前記強磁性体による磁心を有し、Ｅｉ＞Ｅｃ＝Ｃ１＊Ｖ²を満たすので、同じ巻き数の空芯のチョークコイルに比べて、インダクタンスを高くすることが可能となる。ただし、強磁性体の磁心が固有の磁束密度において飽和し、前記チョークコイルを高いインダクタンスとして活用することができるのは、この飽和までの範囲であることに注意する必要がある。突入時の電圧（突入電圧）および電流（突入電流）について、実効電圧をＶとし、最大電圧（交流の電圧絶対値最大の瞬間にスイッチが入れられたと仮定）をＶ０とすると、前記第１コンデンサの電圧がＶ０になった瞬間に前記第１コンデンサに蓄えられる電気エネルギーと、同じ瞬間に電流として（磁界の形で）前記チョークコイルに蓄えられるエネルギーとは等しい。また、前記チョークコイルが、Ｅｉ＞Ｅｃ＝Ｃ１＊Ｖ²を満たし強い包容力を持っているので、突入電流で飽和しない。

上記の目的を達成するため、本発明にかかる電子装置は、本発明にかかる電源回路が備えられたことを特徴とする。

本発明にかかる電子装置によれば、本発明にかかる電源回路を備えているので、本発明にかかる電源回路による作用効果を有し、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きな前記第２コンデンサを用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことが可能となる。

前記構成において、前記電源回路は、電力を供給する外部の外部電源からトランスによって電気的に絶縁されることなく配置されてもよい。

この場合、前記電源回路は、電力を供給する外部の外部電源からトランスによって電気的に絶縁されることなく配置されるので、重く、嵩張り、価格が高く、発熱の原因にもなる電源トランスを省略することが可能となる。

本発明によれば、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことが可能となる。

図１は、本実施の形態１にかかる電源回路を備えた電子装置の回路図である。 図２は、図１に示す回路図において突入電流の経路を示した図である。 図３は、図１に対応した従来の電源回路を備えた電子装置の回路図である。 図４は、図３に示す回路図において突入電流の経路を示した図である。 図５は、本実施の形態１および従来の電源回路を簡素化した回路図である。 図６は、図１に示す本実施の形態１にかかる電源回路を備えた電子装置と、図４に示す従来の電源回路を備えた電子装置との、電圧、電流、および、電気量の推移を示すグラフである。 図７は、本実施の形態１における条件１〜３の関係を示した図である。 図８は、本実施の形態１における条件１〜３の関係を示した図である。 図９は、本実施の形態２にかかる電源回路を備えた電子装置の回路図である。 図１０は、本実施の形態２にかかる電子装置の具体的な回路図である。 図１１は、図９に対応した従来の電源回路を備えた電子装置の回路図である。 図１２は、図１０に対応した従来の電子装置の具体的な回路図である。 図１３は、本実施の形態３にかかる電源回路を備えた電子装置の回路図である。 図１４は、図１３に対応した従来の電源回路を備えた電子装置の回路図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

＜実施の形態１＞
本実施の形態１にかかる電子装置１は、交流を整流して直流を供給するものであり、図１に示す電源回路２が備えられている。

本実施の形態１にかかる電源回路２には、図１に示すように、交流電源９と、２つの出力端子７と１つの入力端子８とを有するブリッジ整流回路である整流回路３と、整流回路３の入力端子８に直列に接続されたカップリング用の第１コンデンサ４と、整流回路３の２つの出力端子７間を結ぶべく、負荷１０に並列に接続された平滑用の第２コンデンサ５と、が備えられている。このうち、第１コンデンサ４のキャパシタンスは、第２コンデンサ５のキャパシタンスの半分以下であり、第１コンデンサ４は、大きな突入電流が流れる経路の途中であり、かつ、整流素子よりも入力側（入力端子８側）の結線上の任意の箇所に挿入されている。また、この電源回路２は、電力を供給する外部の外部電源からトランスによって電気的に絶縁されることなく配置されている。

この実施の形態１にかかる電源回路２を説明する前に、実施の形態１の従来例となる従来の電源回路９２の構成を、図面（特に図３〜５）を用いて説明する。

従来の電源回路９２はブリッジ回路であり、従来の電源回路９２には、図３に示すように、２つの出力端子９７と、入力端子９８とを有する整流回路９３と、整流回路９３の２つの出力端子９７間を結ぶべく、負荷９１０に並列に接続された平滑用の第２コンデンサ９５と、が備えられている。

この従来の電源回路９２における突入時の電流の流れ方に関して、交流電源９９による入力の瞬間（スイッチを投入した瞬間）の交流電源９９の位相によって場合分けを行う必要があるものの、総じて、上側の入力端子が正である期間にスイッチを入れた場合、図４に示す太線で記入した経路通りに主たる突入電流が流れる。なお、この従来の電源回路９２には、インダクタンスを示していないが、少なくとも１つ以上のインダクタンスが、結線や電源線、分電用のトランス等に配されている。

また、従来の電源回路９２が備えられた電子装置９１として半導体整流器を用いた場合、順方向の電圧ギャップがあるものの、電源ギャップは概ね１Ｖ内外となり、商用の電源電圧に比べて僅かな量であり、電圧ギャップを無視することができる。

そのため、従来の電源回路９２におけるスイッチを入れた瞬間の、突入時の電流に関しては図５に示すような簡素化した電源回路のモデルと同等となる。なお、図５に示す簡素化した電源回路は、直流電源２０と、スイッチ２１と、チョークコイル２２と、コンデンサ２３と、整流器２４とから構成されている。

図５に示す電源回路において、直流電源２０は、スイッチを投入した瞬間の交流電源９９の電源電圧を表す。また、チョークコイル２２のインダクタンスは、配線に分布して電源回路９２に介在し、または部品として電源回路９２に含まれるインダクタンスを表す。また、コンデンサ２３のキャパシタンスは、平滑用の第２コンデンサ９５を単に置換えたものであり、同じキャパシタンスのものである。

上記の通り、本実施の形態１にかかる電源回路２と、従来の電源回路９２との違いは、カップリング用の第１コンデンサ４が整流回路３，９３の入力端子８，９８に直列に接続されているか否かであり、本実施の形態にかかる電源回路２では、第１コンデンサ４が整流回路３，９３の入力端子８，９８に直列に接続されているので、図２に示すように、上側の入力端子が正である期間にスイッチを入れた場合、図２に示す太線で記入した経路通りに主たる突入電流が流れる。

また、本実施の形態１にかかる電源回路２では、経路に介在する不図示のインダクタンスは、従来の電源回路９２と同様であるが、キャパシタンスに関しては第１コンデンサ４が経路上に存在するので、第１コンデンサ４および第２コンデンサ５の直列キャパシタンスとして合成された合成キャパシタンスが電源回路２のキャパシタンスとして実効する。そのため、合成キャパシタンスの実効値Ｃは、第２コンデンサ５のキャパシタンスをＣ２とし、第１コンデンサ４のキャパシタンスをＣ１とすると、下記の数式（１）で得られる。なお、数式（１）において、Ｃ１がＣ２よりも非常に小さい場合、上式の値はＣ１に近い値となる。

本実施の形態１にかかる電源回路２においてスイッチを入れた瞬間の挙動は、従来の電源回路９２と同様に、図５に示す簡易的な電源回路で表すことができる。本実施の形態１では、第１コンデンサ４が備えられているので、コンデンサ２３（図５参照）のキャパシタンスは、数式（１）で求められた合成値となる。すなわち、従来の電源回路９２に比べて、図５に示すコンデンサ２３のキャパシタンスの値は、小さいものとなる。

ところで、本実施の形態１にかかる電源回路２が備えられた電子装置１として半導体整流器を用い、半導体整流器における電圧ギャップ等を無視した場合、図１に示す電源回路２の構成を参考に、電源と電圧に関する構成を微分方程式で表すと下記の数式（２），（３）となる。なお、図５を参考に、下記の数式におけるＶ０は電圧測定点を示し、Ｖは接地に対する電圧測定点の電圧を示し、Ｉ０は電流測定点を示し、Ｉは接地に対する電流測定点の電流を示す。

数式（２），（３）から、電圧Ｖと電流Ｉとのそれぞれに即した解は、下記の数式（４），（５）のような２階微分方程式を作成することによって解くことができる。

また、初期条件も満たす妥当な解は、

さらに、コンデンサに蓄積される電気量Ｑに関しては、以下の数式（９）によって導かれる。

ここで得られる電気量Ｑは、図１に示す本実施の形態１にかかる電源回路２の第１コンデンサ４および第２コンデンサ５のそれぞれの電気量に相当し、第１コンデンサ４および第２コンデンサ５のどちらにも、少なくとも初期過程においては同じだけの電気量が溜まる。

このようにして算出された初期現象と半導体整流器の作用との結果に基づいて、スイッチ２１（図５参照）を入れた後の電圧と電流との時間的推移をグラフ化すると、図６に示すようなものとなる。図６から分かるように、交流電源９９による入力の直後（スイッチ２１を投入した直後）の現象は、振動現象の半周期分と言える。なお、図６には、従来の電源回路９２のようにキャパシタンスが大きい場合（図６のＣ大）と、本実施の形態１の電源回路２のように合成キャパシタンスが小さい場合（図６のＣ小）とを示している。図６に示すように、Ｃ小と示す本実施の形態１は、Ｃ大と示す従来に比べて、約９％程度のキャパシタンスを仮定している。なお、図６では、上のグラフの縦軸は電圧、中のグラフの縦軸は電流、下のグラフの縦軸はコンデンサに蓄積される電気量を示す。

また、各瞬間においてコンデンサに蓄積されている電気量は、端子電圧にキャパシタンスを掛けたものであり、インダクタンスが同じであることを条件として、従来の電源回路９２と、本実施の形態１にかかる電源回路２とを比較すると、電流が流れ始めるごく初期の増加傾向は両者で大差ないが、本実施の形態１にかかる電源回路２における等価キャパシタンスは大幅に小さいので、充電は短時間で飽和し、完了する。また、充電が完了するまでの時間ｔ０は次式で与えられる。

また、抵抗Ｒに関して、突入電流の流れる電源回路２上に存在するが、電流値そのものには影響を与えない程度の微妙な抵抗Ｒが電源の入力線上に存在する場合、ここにおける突入電流期間の電力損失（即ち、発熱）は、次の式で与えられる。

上記の式から、電源回路２の部品における発熱を抑えるためには、インダクタンスを大きくすることも若干有効であると言える。従って、チョークコイル２２（図５参照）を用い、そのインダクタンスを増やすことも有効である。

ただし、前述の通り、インダクタンスの大きなチョークコイル２２は、大きな部品になりがちである。コストを抑えて部品サイズを小さくすることができて、効果が著しい構成は、等価キャパシタンスを小さくすることであり、これは、数式（２）に基づいて第１コンデンサ４としてキャパシタンスＣ１の小さいものを用いることで実現できる。

そこで、例えば、電源回路２において、整流回路３より入力側の結線位置の少なくとも１箇所に、チョークコイル２２（図５参照）を有してもよい。このチョークコイル２２は、強磁性体による磁心を有し、第１コンデンサ４のキャパシタンスをＣ１とし、電源回路２の入力に印加される交流の実効電圧をＶとし、チョークコイル２２が磁気的に飽和する限度の電流を流した際に蓄積し、再放出可能なエネルギーをＥｉとし、最大電圧に対するコンデンサの蓄積エネルギーをＥｃとすると、数式（１２）を満たす。

この場合、突入電流の最大値を抑制することができる。すなわち、突入電流が仮定（想定）される回路の途中（整流回路３より入力側の結線位置）にチョークコイル２２を追加し、チョークコイル２２の追加によりインダクタンスを増加させて、突入電流の期間における発熱を抑制させることができる。このことは、最大電流と反比例するように、突入電流の期間は増えるものの、期間における（単位時間あたりの）発熱は電流の２乗に比例することに関係する（数式（１１）参照）。また、チョークコイル２２は前記強磁性体による磁心を有し、数式（１２）を満たすので、同じ巻き数の空芯のチョークコイルに比べて、インダクタンスを高くすることができる。ただし、強磁性体の磁心が固有の磁束密度において飽和し、チョークコイル２２を高いインダクタンスとして活用することができるのは、この飽和までの範囲であることに注意する必要がある。突入時の電圧（突入電圧）および電流（突入電流）は、実効電圧をＶとし、最大電圧（交流の電圧絶対値最大の瞬間にスイッチが入れられたと仮定）をＶ０とすると、第１コンデンサ４の電圧がＶ０になった瞬間に第１コンデンサ４に蓄えられる電気エネルギーと、同じ瞬間に電流として（磁界の形で）チョークコイル２２に蓄えられるエネルギーとは等しく（数式（６），（７）参照）、次式の数式い（１２）となる。また、チョークコイル２２が、数式（１２）を満たし強い包容力を持っているので、突入電流で飽和しない。

上記の通り、電子装置１のコスト、サイズ、重量に関する要望のみから言えば、第１コンデンサ４と、チョークコイル２２の両部品には、できるだけ小さいものを使いたいが、そのようにすると、キャパシタンスおよびインダクタンスの定数が小さくなるので、これらの定数を設定するためには、下記の３つの条件（条件１〜３）を考慮して設定する必要がある。

まず、利用電流を充足することが条件１とされる。

この利用電流に関して、電源側から見た等価キャパシタンスＣ（上記の合成キャパシタンスの実効値Ｃ参照）は、負荷１０が必要とする電流を供給するのに十分の量でなくてはならない。交流電源９である電源電圧（実効値）をＶｐ、周波数をｆ、電子装置１が必要とするパワーをＰｓとすると、次の不等式を十分に満たすものでないといけない。

この数式（１４）を適切に変形すれば、数式（１５）の通りになる。

次に、使用状況において電源回路２自体が破壊しないことが条件２とされる。

電子装置１の部品等が瞬時に壊れないようにするためには、先に数式（１１）で与えられたところの発熱の値に関して制限を考える必要があり、この観点から、次式（数式（１６））が導かれる。

最後に、突入電流の最大値が許容以下であることが条件３とされる。

突入電流の最大値は数式（８）で与えられるので、式の値を便宜上２乗し、条件３を満たすと、次式（数式（１７））が導かれる。

上記の通り、第１コンデンサ４およびチョークコイル２２（図５参照）の定数（定数１〜３）は、条件１および条件２の連立不等式、または条件１および条件３の連立不等式によって設定することができる。

以上、３つの条件１〜３におけるインダクタンスＬとキャパシタンスＣに関する不等式を、両対数グラフで表すと、図７，８のようになる。そして、要求される目的においてどちらの連立不等式が重要か、すなわち条件２と条件３のどちらに着目すべきかを、電源環境に対する条件の厳しさによって設定する。

例えば、電源線が十分に太いなど、共用機器への影響を考えなくて良く、条件３が比較的緩い場合には、電源回路２自体の破壊に関する条件２のみを考慮しておけば良く、この場合、図７に示すように、第１コンデンサ４およびチョークコイル２２の定数は、条件１および条件２の連立不等式によって設定する。

一方、共通電源線が細く、同時に、共用機器の使用が同じ共通電源線上で仮定されるような場合で、条件２よりは条件３に着目する必要がある場合、図８に示すように、第１コンデンサ４およびチョークコイル２２の定数は、条件１および条件３の連立不等式によって設定する。

第１コンデンサ４およびチョークコイル２２の定数を、条件１および条件２の連立不等式、または条件１および条件３の連立不等式のいずれかによって設定する場合であっても、インダクタンスＬおよびキャパシタンスＣの最適値は、各条件を満たすために、図７，８に示すように、不等号で示す各直線から、安全率を見込んだ距離だけ離れた、それぞれの◎印のあたりが最適の条件となる。これは、前述のように、インダクタンスＬおよびキャパシタンスＣは、できるだけ小さいものを使うことが好適であることに関係する。

また、本発明の課題を解決する方法として、コンデンサ（第１コンデンサ４）やチョークコイル２２において各条件の設定を満たす値のものに交換することになるが、条件３が比較的緩い場合には、破壊が起こる電子装置１の部品自体を変えることで不等式のライン自体も変わる。また、条件３が比較的きつく、図８に示すグラフに示すように、オーバースペックと見られた部品をより小さなものに変えると、従来破壊していなかったその部品または別の部品が、新たに破壊し、図７に示すグラフの状態になる可能性がある。そのため、定数設定にあたっては破壊に関する試験も併せて行う必要がある。電子装置１の部品の破壊に関しては、一回の電源投入で壊れなくても、度重なる電源投入では熱が蓄積し、壊れることも考えられるので、使用条件として想定し得る電源（交流電源９）の再投入についても試験しておく必要がある。

上記の通り、本実施の形態１にかかる電源回路２および電源回路２が備えられた電子装置１によれば、キャパシタンスの大きな第２コンデンサ５を用いながら、別個に用いられるところのキャパシタンスの小さな第１コンデンサ４によって、突入電流を抑制することができる。その結果、突入電流の最大値と、突入電流の流れる期間とが制限され、電源回路２の部品や配線の瞬間的な発熱を抑え、電源環境へ悪影響が及ぶのを抑えて、電源回路２の部品を破壊させることなく安全に電源投入することができる。つまり、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きなコンデンサである第２コンデンサ５を用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことができる。

また、電源回路２は、電力を供給する外部の外部電源からトランスによって電気的に絶縁されることなく配置されるので、重く、嵩張り、価格が高く、発熱の原因にもなる電源トランスを省略することができる。

なお、本実施の形態１では、整流回路３は、２つの出力端子７と、１つの入力端子８とを有するが、これに限定されるものではなく、複数の出力端子と少なくとも１つ以上の入力端子とを有していればよい。

また、本実施の形態１では、整流回路３にブリッジ整流回路を用いているが、これに限定されるものではなく、両波倍電圧整流回路を用いてもよい。

次に、整流回路３に両波倍電圧整流回路を用い、本実施の形態１と同様の作用効果を有する電源回路２および電子装置１を、実施の形態２として説明する。

＜実施の形態２＞
次に、本実施の形態２にかかる電源回路２および電子装置１を図面を用いて説明する。なお、本実施の形態２にかかる電源回路２および電子装置１は、上記の実施の形態１に対して、整流回路３が異なる。そのため、同一構成による作用効果及び変形例は、上記した実施の形態１の作用効果及び変形例と同様である。そこで、本実施の形態２では、上記の実施の形態１と異なる構成について説明し、同一の構成についての説明を省略する。

本実施の形態２にかかる電子装置１は、交流を整流して直流を供給するものであり、図９に示す電源回路２が備えられている。

本実施の形態２にかかる電源回路２には、図９に示すように、交流電源９と、２つの出力端子７と２つの入力端子８とを有する両波倍電圧整流回路である整流回路３と、入力端子８に対し、整流回路３の内側で接続された２つの第１コンデンサ４と、２つの出力端子７間を結ぶべく、負荷１０に並列に接続された平滑用の第２コンデンサ５と、２つの整流器６とが備えられている。また、突入電流制限を行い電源回路２の部品における発熱を抑えるため、整流回路３より入力側の結線位置の少なくとも１箇所にチョークコイル２２（図５，１０参照）が接続されている。このうち、第１コンデンサ４のキャパシタンスは、第２コンデンサ５のキャパシタンスの半分以下である。

本実施の形態２の電子装置１の具体例を図１０に示す。この具体例では、交流１００Ｖ６０Ｈｚを両波整流回路にて整流し、約２８０Ｖの直流を供給する電源回路２を構築し、２ｋΩの抵抗を駆動させる。また、両波倍電圧整流用の第１コンデンサ４には４７μＦのコンデンサを２個用い、さらに平滑用の第２コンデンサ５に４７０μＦのコンデンサを配した。また、チョークコイル２２は、１００μＨのチョークコイルを用いた。

図１０に示す電源回路２によれば、スイッチ２１を入れると、切断を何度か繰り返したが、チョークコイル２２の発熱はほとんどなく、使用に耐えた。稼動状態において、出力電圧は、２６２Ｖ前後を中心に、上下差２．１Ｖ程度のリップルを保った。

これに対して、本実施の形態２にかかる電源回路２に対応させた従来の電源回路９２が備えられた電子装置９１を図１１に示す。

図１１に示す従来の電源回路９２には、交流電源９９と、２つの出力端子９７と２つの入力端子９８とを有する両波倍電圧整流回路である整流回路９３と、入力端子９８に対し、整流回路９３の内側で接続され、さらに２つの出力端子９７間を結ぶべく、負荷９１０に並列に接続された平滑用の第２コンデンサ９５と、２つの整流器６とが備えられている。また、突入電流制限のため、入力にチョークコイル２２（図１２参照）が接続されている。

従来の電子装置９１の具体例を図１２に示す。この具体例では、交流１００Ｖ６０Ｈｚを両波整流回路にて整流し、約２８０Ｖの直流を供給するものであり、２ｋΩの抵抗を駆動させる。また、平滑用の第２コンデンサ９５として、１０００μＦのコンデンサを２つ用い、チョークコイル２２として１００μＨのコイルを用いた。

この図１２に示す従来の電源回路９２によれば、電源回路９２のスイッチ２１を入れた瞬間、チョークコイル２２の硬化ワニスが発火した。そのため、直ちに交流電源９８の電源を切った。調べたところ、チョークコイル２２は途中で短絡を起こし、チョークコイル２２のインダクタンスおよび抵抗は、どちらも極度に低下していた。

上記の通り、図９，１０に示す本実施の形態２にかかる電源回路２と、図１１，１２に示す従来の電源回路９２とでは、コンデンサの構成が異なる。この差異により、図９，１０に示す本実施の形態２にかかる電源回路２では、突入電流を抑制することができ、図１１，１２に示す従来の電源回路９２では、突入電流を抑制することができない。

上記の通り、本実施の形態２にかかる電源回路２および電源回路２が備えられた電子装置１によれば、キャパシタンスの大きな第２コンデンサ５を用いながら、別個に用いられるところのキャパシタンスの小さな第１コンデンサ４によって、突入電流を抑制することができる。その結果、突入電流の最大値と、突入電流の流れる期間とが制限され、電源回路２の部品や配線の瞬間的な発熱を抑え、電源環境へ悪影響が及ぶのを抑えて、電源回路２の部品を破壊させることなく安全に電源投入することができる。つまり、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きなコンデンサである第２コンデンサ５を用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことができる。

なお、本実施の形態２では、２つの第１コンデンサ４を用いているが、これに限定されるものではなく、電源回路２に用いる第１コンデンサ４の数よりも１つ少ない数の第１コンデンサ４が用いられていればよい。

また、本実施の形態２では、整流回路３に両波倍電圧整流回路を用いているが、これに限定されるものではなく、半波倍電圧整流回路を用いてもよい。

次に、整流回路３に半波倍電圧整流回路を用い、本実施の形態１，２と同様の作用効果を有する電源回路２および電子装置１を、実施の形態３として説明する。

＜実施の形態３＞
次に、本実施の形態３にかかる電源回路２および電子装置１を図面を用いて説明する。なお、本実施の形態３にかかる電源回路２および電子装置１は、上記の実施の形態１，２に対して、整流回路３が異なる。そのため、同一構成による作用効果及び変形例は、上記した実施の形態１，２の作用効果及び変形例と同様である。そこで、本実施の形態２では、上記の実施の形態１，２と異なる構成について説明し、同一の構成についての説明を省略する。

本実施の形態３にかかる電子装置１は、交流を整流して直流を供給するものであり、図１３に示す電源回路２が備えられている。

本実施の形態３にかかる電源回路２には、図１３に示すように、交流電源９と、２つの出力端子７と２つの入力端子８とを有する半波倍電圧整流回路である整流回路３と、入力端子８に対し、整流回路３の内側で接続された１つの第１コンデンサ４と、２つの出力端子７間を結ぶべく、整流回路３の内側で直結された平滑用の第２コンデンサ５と、２つの整流器６とが備えられている。このうち、第１コンデンサ４のキャパシタンスは、第２コンデンサ５のキャパシタンスの半分以下である。なお、本実施の形態３において、上記の実施の形態１，２と同様に、整流回路３より入力側の結線位置の少なくとも１箇所にチョークコイル２２を有してもよく、または、第１コンデンサ４の後段にすぐ続いてチョークコイル２２を有してもよい。この場合、本実施の形態１，２と同様に、電源回路２の部品における発熱を抑えることができる。

これに対して、本実施の形態３にかかる電源回路２に対応させた従来の電源回路９２が備えられた電子装置９１を図１４に示す。

図１４に示す従来の電源回路９２には、交流電源９９と、２つの出力端子９７と２つの入力端子９８とを有する半波倍電圧整流回路である整流回路９３と、入力端子９８に対し、整流回路９３の内側で接続された平滑用の第２コンデンサ９５と、２つの出力端子９７間を結ぶべく、整流回路９３の内側で直結された平滑用の第２コンデンサ９５と、２つの整流器９６とが備えられている。このように、図１３に示す本実施の形態３にかかる電源回路２と、図１４に示す従来の電源回路９２とでは、入力端子９８に対し、整流回路３，９３の内側で接続されたコンデンサが異なる。この差異により、図１３に示す本実施の形態３にかかる電源回路２では、突入電流を抑制することができ、図１４に示す従来の電源回路９２では、突入電流を抑制することができない。

本実施の形態３にかかる電源回路２および電源回路２が備えられた電子装置１によれば、上記の実施の形態１，２と同様に、キャパシタンスの大きな第２コンデンサ５を用いながら、別個に用いられるところのキャパシタンスの小さな第１コンデンサ４によって、突入電流を抑制することができる。その結果、突入電流の最大値と、突入電流の流れる期間とが制限され、電源回路２の部品や配線の瞬間的な発熱を抑え、電源環境へ悪影響が及ぶのを抑えて、電源回路２の部品を破壊させることなく安全に電源投入することができる。つまり、少なくとも大きなチョークコイルを使わず、平滑用にキャパシタンスの大きなコンデンサである第２コンデンサ５を用いながら、初期の電流に伴うエネルギーを抵抗器に負担させずに、突入電流の最大値を抑え、突入電流の流れる期間を減らすことができる。

なお、本実施の形態３では、２つの第１コンデンサ４を用いているが、これに限定されるものではなく、電源回路２に用いる第１コンデンサ４の数よりも１つ少ない数の第１コンデンサ４が用いられていればよい。

また、本実施の形態３では、整流回路３は、２つの出力端子７と、２つの入力端子８とを有するが、これに限定されるものではなく、複数の出力端子と複数の入力端子とを有していればよい。

なお、本発明は、その精神や主旨または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の実施例はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。さらに、特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。

本発明は、半導体整流器などの電子装置および、電子装置に備えられた電源回路に適用できる。

１ 電子装置
２ 電源回路
３ 整流回路
４ 第１コンデンサ
５ 第２コンデンサ
６ 整流器
７ 出力端子
８ 入力端子
９ 交流電源
１０ 負荷
２０ 直流電源
２１ スイッチ
２２ チョークコイル
２３ コンデンサ
２４ 整流器
９１ 従来の電子装置
９２ 従来の電源回路
９３ 従来の整流回路
９５ 従来のコンデンサ
９６ 従来の整流器
９７ 出力端子
９８ 入力端子
９９ 従来の交流電源
９１０ 従来の負荷

Claims (11)

1. 複数の出力端子と少なくとも１つ以上の入力端子とを有する整流回路と、
   前記整流回路の前記入力端子に直列に接続されたカップリング用の第１コンデンサと、
   前記整流回路の複数の前記出力端子間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、
   前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記第２コンデンサのキャパシタンスの半分以下であることを特徴とする電源回路。
2. 前記整流回路が、ブリッジ整流回路であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 複数の出力端子と複数の入力端子とを有する整流回路と、
   前記入力端子の少なくとも１つ以上の前記入力端子に対し、前記整流回路の内側で接続された少なくとも１つ以上の第１コンデンサと、
   複数の前記出力端子間を結ぶべく、負荷に並列に接続された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、
   前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記コンデンサのキャパシタンスの半分以下であることを特徴とする電源回路。
4. 前記整流回路が、両波倍電圧整流回路であることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
5. 複数の出力端子と複数の入力端子とを有する前記整流回路と、
   前記整流回路の少なくとも１つ以上の前記入力端子に対し、前記整流回路の内側で接続された少なくとも１つ以上の第１コンデンサと、
   複数の前記出力端子間を結ぶべく、前記整流回路の内側で直結された平滑用の第２コンデンサと、が備えられ、
   前記第１コンデンサのキャパシタンスが、前記第２コンデンサのキャパシタンスの半分以下であることを特徴とする電源回路。
6. 前記整流回路が、半波倍電圧整流回路であることを特徴とする請求項５に記載の電源回路。
7. 前記整流回路より入力側の結線位置の少なくとも１箇所、チョークコイルを有することを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１つに記載の電源回路。
8. 前記整流回路より入力側の結線位置の少なくとも１箇所、または、前記第１コンデンサの後段にすぐ続いてチョークコイルを有することを特徴とする請求項５または６に記載の電源回路。
9. 前記チョークコイルは、強磁性体による磁心を有し、
   前記第１コンデンサのキャパシタンスをＣ１とし、
   当該電源回路の入力に印加される交流の実効電圧をＶとし、
   前記チョークコイルが磁気的に飽和する限度の電流を流した際に蓄積し、再放出可能なエネルギーをＥｉとし、
   最大電圧に対するコンデンサの蓄積エネルギーをＥｃとして、
   Ｅｉ＞Ｅｃ＝Ｃ１＊Ｖ²を満たすことを特徴とする請求項７または８に記載の電源回路。
10. 請求項１乃至９のうちいずれか１つに記載の電源回路が備えられたことを特徴とする電子装置。
11. 前記電源回路は、電力を供給する外部の外部電源からトランスによって電気的に絶縁されることなく配置されたことを特徴とする請求項１０に記載の電子装置。

Images