WO2012067167A1 - 交流－交流変換装置 - Google Patents

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山田　隆二
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富士電機株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to an improvement in the efficiency of an uninterruptible power supply that compensates for fluctuations in AC voltage or power outages and supplies a stable voltage to a load.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration example of an AC-AC converter described in Patent Document 1 shown below.
  • 1 and 2 are filter capacitors
  • 3 and 4 are reactors
  • 5 to 8 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) connected in reverse parallel, which can control on / off of forward current and reverse current.
  • And 9 and 10 are smoothing capacitors.
  • the reactor 3 is connected between the series connection point of the IGBTs 5 and 6 and the one end of the AC input of the parallel connection circuit of the series connection circuit of the IGBTs 5 and 6 and the series connection circuit of the capacitors 9 and 10, and the series connection point of the capacitors 9 and 10.
  • the circuit configuration for connecting the other ends of the AC inputs to each other is well known as a high power factor rectifier circuit with a half-bridge configuration.
  • a DC voltage higher than the peak value of the AC input voltage can be obtained. It is made to function as a boost type AC-DC conversion circuit to be obtained.
  • the reactor 4 is connected in series between the series connection point of the IGBTs 7 and 8 and one end of the AC output of the parallel connection circuit of the series connection circuit of the IGBTs 7 and 8 and the series connection circuit of the capacitors 9 and 10.
  • a circuit configuration in which the other end of the AC output is connected to the connection point and the capacitor 2 is connected between the AC outputs U and V is well known as an inverse conversion circuit (inverter) having a half-bridge configuration.
  • the IGBTs 7 and 8 are switched to function as a DC-AC conversion circuit that obtains a sinusoidal AC voltage from a DC voltage.
  • the AC-AC converter shown in FIG. 1 compensates for fluctuations in the voltage of the AC input and supplies constant voltage to the load, or supplies DC power to the capacitors 9 and 10 from power storage means (not shown) in the event of AC input power failure. It is used for applications that supply uninterrupted power to the load.
  • the bidirectional switch 11 is connected between the series connection point of the IGBTs 5 and 6 and the series connection point of the IGBTs 7 and 8, but the operation when the bidirectional switch 11 is not connected first will be described below. .
  • the first operation is an operation in which the bidirectional switch 11 is turned on to bypass the current when the IGBTs 5 and 7 are turned on simultaneously or the IGBTs 6 and 8 are turned on simultaneously.
  • the second operation is an operation in which the switching operation of the IGBTs 5 to 8 is stopped and turned off and the bidirectional switch 11 is continuously turned on when the fluctuation of the input voltage is within the range allowed by the load.
  • the bidirectional switch 11 is the only semiconductor element on the current path from the AC input to the AC output, and the loss is reduced.
  • Direct transmission of AC input voltage to AC output when the AC input voltage is within the allowable value of the load connected to the AC output (hereinafter referred to as the specified value) is common for uninterruptible power supply devices of commercial power supply system etc. It is a technique that has been carried out.
  • the specified value the allowable value of the load connected to the AC output
  • the normal operation can be resumed with a delay of about a switching cycle (usually several 10 ⁇ s) of the semiconductor element. Since the disturbance in the meantime is removed by a filter composed of capacitors 1 and 2 and reactors 3 and 4, there is an advantage that no disturbance occurs in the output unlike the commercial power supply system.
  • FIG. 2 shows two reverse blocking IGBTs TRRB1 and RB2 connected in reverse parallel with a reverse polarity voltage having a breakdown voltage equivalent to the forward polarity.
  • FIG. 2B shows a circuit in which diodes D1 and D2 are connected in series to normal IGBTs Q1 and Q2 that do not have reverse breakdown voltage, and are further connected in reverse parallel.
  • FIG. 2 (c) shows an IGBT Q1 in which the diode D1 is connected in reverse parallel and an IGBT Q2 in which the diode D2 is connected in reverse parallel are connected in reverse series.
  • an object of the present invention is to provide an AC-AC converter that can reduce switching loss and can be reduced in size by reducing reactor loss in order to solve the above-described problems.
  • the first invention comprises a forward converter that converts alternating current to direct current by the switching operation of the semiconductor switch, and an inverse converter that converts direct current to alternating current by the switching operation of the semiconductor switch.
  • a series of first semiconductor switches in which semiconductor switches having diodes connected in antiparallel are connected in series.
  • a circuit a second semiconductor switch series circuit in which semiconductor switches each having a diode connected in antiparallel are connected in series, and a capacitor series circuit in which capacitors are connected in series are connected in parallel, and one end of an AC input and the first semiconductor
  • a first reactor is connected between a series connection point inside the switch series circuit and one end of the AC input and the second A bidirectional switch between the series connection point inside the semiconductor switch series circuit, a second reactor between the series connection point inside the second semiconductor switch series circuit and one end of the AC output, and the capacitor series circuit
  • An internal series connection point is connected to the other end of the AC input and the other end of the AC output.
  • the semiconductor switches of the first semiconductor switch series circuit and the second semiconductor switch series circuit are turned off in accordance with the voltage value of the AC input, and the bidirectional A first control mode for turning on the switch is provided.
  • a second control mode for alternately turning on and off the semiconductor switch and the bidirectional switch of the second semiconductor switch series circuit according to the voltage value of the AC input is provided.
  • a third control mode according to the first invention, wherein the bidirectional switch is turned off and the semiconductor switch of the second semiconductor switch series circuit is turned on / off according to the voltage value of the AC input.
  • an element in which the voltage when the bidirectional switch element in the first to fourth aspects is on is smaller than the voltage when the element of the first and second semiconductor switch series circuits is on. Use.
  • the forward converter includes a forward converter that converts alternating current to direct current by a switching operation of the semiconductor switch, and an inverse converter that converts direct current to alternating current by the switching operation of the semiconductor switch.
  • a forward converter that converts alternating current to direct current by a switching operation of the semiconductor switch
  • an inverse converter that converts direct current to alternating current by the switching operation of the semiconductor switch.
  • a first semiconductor switch series circuit in which semiconductor switches each having diodes connected in antiparallel are connected in series, and diodes are antiparallel
  • a second semiconductor switch series circuit in which connected semiconductor switches are connected in series and a capacitor series circuit in which capacitors are connected in series are connected in parallel, and one end of an AC input and a series connection point inside the first semiconductor switch series circuit Between the one end of the AC input and the second semiconductor switch in series.
  • a second reactor between a series connection point inside the second semiconductor switch series circuit and one end of the AC output, a series connection point inside the capacitor series circuit, the other end of the AC input, and the AC output. The other end of each is connected.
  • the seventh invention includes a control mode in which the first bidirectional switch and the second bidirectional switch in the sixth invention are alternately turned on and off to obtain an AC output voltage lower than the AC input voltage.
  • the present invention includes a bidirectional switch for connecting the AC input directly to the output of the inverse converter (before the filter reactor) when the AC input voltage is within the specified range.
  • the loss of the reactor of the rectifier can be suppressed sufficiently small.
  • the switching loss can be made smaller than that of the conventional circuit.
  • the reactor sizes of both the rectifier and the inverter can be reduced.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a waveform example during the boosting operation of FIG. 4. It is a figure which shows the example of a waveform at the time of the pressure
  • the bidirectional switch and the semiconductor switch of the inverse conversion circuit are alternately turned on and off to increase or decrease the AC input voltage within a specified range.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention
  • FIGS. 5 to 7 are diagrams showing examples of operation waveforms.
  • an AC-DC conversion / DC-AC conversion circuit constituted by a semiconductor includes a first IGBT series circuit in which IGBTs 5 and 6 are connected in antiparallel, and an IGBT 7 in which diodes are connected in antiparallel. And a second IGBT series circuit in which 8 and 8 are connected in series and a capacitor series circuit in which capacitors 9 and 10 are connected in series are connected in parallel.
  • a reactor 3 is provided between one end Ui of the AC input and a series connection point inside the first IGBT series circuit, and a bidirectional switch 11 is provided between one end Ui of the AC input and a series connection point inside the second IGBT series circuit.
  • the reactor 4 is connected between the series connection point inside the second IGBT series circuit and the one end U of the AC output.
  • the series connection point inside the capacitor series circuit is connected to the other end Vi of the AC input and the other end V of the AC output.
  • a filter capacitor 1 is connected between the AC inputs Ui and Vi, and a filter capacitor 2 is connected between the AC outputs U and V.
  • the operation mode 1 when the AC input voltage is within the allowable range of the load connected to the AC output, the operation mode 2 when the AC input voltage is lower than the allowable range of the load, and the AC input voltage is the load
  • an operation mode 3 when it is higher than the allowable range.
  • the operation mode 1 will be described.
  • a certain amount for example, ⁇ 10% of input power supply voltage fluctuation is allowed. Therefore, for example, as shown in FIG. 5, when the input voltage is within this range, this apparatus does not require a control operation for keeping the output voltage constant.
  • the bidirectional switch 11 is turned on and the IGBTs 7 and 8 are turned off to directly output an AC input.
  • the bidirectional switch 11, the IGBTs 7 and 8 do not generate a switching loss.
  • the IGBTs 5 and 6 perform a rectifying operation to keep the voltages of the capacitors 9 and 10 at a predetermined value E in preparation for a compensation operation described later.
  • the capacitors 9 and 10 supply power corresponding to a leakage current once charged. Therefore, the passing current is extremely small and the loss can be ignored. Similarly, the loss associated with the passage of current through the reactor 3 is very small, and the loss is smaller than in the conventional example.
  • this operation state is referred to as a direct delivery mode.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an operation waveform when the input voltage is lower than a specified value, for example, ⁇ 20%.
  • a specified value for example, ⁇ 20%.
  • the IGBT 7 and the bidirectional switch 11 when the output voltage polarity is positive, the IGBT 7 and the bidirectional switch 11 are alternately turned on and off, and when the output voltage polarity is negative, the IGBT 8 and the bidirectional switch 11 are alternately turned on and off.
  • the ratio ⁇ when the IGBTs 7 and 8 are turned on is determined by the following.
  • ⁇ is the phase (electrical angle) at each time.
  • v1 V1 ⁇ sin ⁇ Equation (2)
  • FIG. 6 shows a method for determining on / off of the IGBTs 7 and 8 from the ⁇ command value obtained by the equation (5) using a triangular wave comparison method well known to those skilled in the art.
  • the bidirectional switch 11 is on.
  • the voltage between U1 and V changes between + E and -E. Therefore, the voltage change width of the semiconductor switch accompanying switching is 2E. It is.
  • the voltage change width is E ⁇
  • this operating state is referred to as a boost mode.
  • FIG. 7 is a diagram showing operation waveforms when the input voltage exceeds a specified value, for example, + 20%.
  • a specified value for example, + 20%.
  • the IGBT 8 and the bidirectional switch 11 are alternately turned on and off, and when the output voltage polarity is negative, the IGBT 7 and the bidirectional switch 11 are alternately turned on and off.
  • the ratio ⁇ when the IGBTs 7 and 8 are turned on is determined as follows.
  • the U1-V voltage is ⁇ E when the IGBT 8 is on, and v1 when the bidirectional switch 11 is on, so the average value of one switching cycle vu is obtained by the following equation (6).
  • FIG. 7 shows a method for determining on / off of the IGBTs 7 and 8 from the ⁇ command value obtained by the equation (8) using a triangular wave comparison method well known to those skilled in the art as in FIG.
  • a triangular wave comparison method well known to those skilled in the art as in FIG.
  • - ⁇ is used for the signal wave.
  • the bidirectional switch 11 is assumed to be on.
  • the voltage change width of the semiconductor switch due to switching is E +
  • the switching loss becomes small.
  • this state is referred to as a step-down mode.
  • the inverter supplies a part of the power from the DC circuit, and in the step-down mode, the inverter absorbs a part of the power in the DC circuit.
  • This power is supplied or regenerated by a rectifier. This eliminates the need for the rectifier to pass 100% of the load power, and the ratings of the reactor 3, IGBT5, and 6 constituting the rectifier are much higher than those of the reactor 4 and IGBT7 and 8 constituting the inverter. The rating can be reduced.
  • the reactor reactor 4 can be miniaturized. The reason is as follows. In contrast to a normal inverter, the voltage change width is extremely small in FIG. 6, and the pulse width is extremely small in FIG.
  • the reactor ripple current is proportional to the voltage change width x pulse width and inversely proportional to the inductance. Therefore, if the inductance is the same, the loss (mainly iron loss) caused by the ripple current will be small, and if the ripple current is the same, This is because the inductance value can be reduced.
  • this device When this device is used as an uninterruptible power supply device, a power storage device is connected to the direct current section, and when the input deviates from the range that can be compensated, the bidirectional switch 11 is turned off. The same operation as that of the inverter is performed. In this case, the ripple current of the reactor reactor 4 becomes larger than usual, and the loss accompanying it increases.
  • the power failure compensation time of an uninterruptible power supply is generally within 10 minutes, while the thermal time constant of a reactor is several tens of minutes to several hours. Therefore, the problem of excessive temperature is easily avoided even when the reactor is designed to be small.
  • the loss of this device is the smallest in the direct delivery mode, followed by the step-up mode and the step-down mode.
  • the total power loss is affected by the ratio of each mode.
  • the loss reduction effect is small, but it is rare that only the step-down mode continues in actual operation.
  • the transition from the direct transmission mode to the step-up or step-down mode is performed in a short time within one switching cycle, and an LC filter exists between the switching point and the load. It is possible to avoid disturbance due to mode switching appearing in the output.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG.
  • Example 2 is intended to reduce switching loss in the step-down mode, and includes a bidirectional semiconductor switch 12 between U1 and V.
  • the operation principle is shown in FIG.
  • the bidirectional switches 11 and 12 are turned on and off alternately.
  • This configuration is an AC chopper circuit.
  • the bidirectional switch 11 When the bidirectional switch 11 is turned on, the voltage between U1 and V becomes equal to the input voltage, and when the bidirectional switch 12 is turned on, it becomes 0V.
  • the time ratio when the bidirectional switch 11 is turned on is set to a constant value of 0.9 regardless of the phase, the output voltage becomes 0.9 times the input voltage.
  • the voltage change width is equal to the input voltage instantaneous value.
  • the bidirectional switch 11 is always turned on in the direct transmission mode, and the conduction rate of the bidirectional switch 11 is the highest in the step-up mode or the step-down mode.
  • the efficiency can be improved at a minimum cost.
  • the bidirectional switch shown in FIG. 3 has a configuration different from that shown in FIG.
  • MOSFETs Metal / Oxide / Semiconductor / Field / Effect / Transistors
  • IGBTs IGBTs
  • MOSFETs have resistance characteristics in which the current and forward voltage drop are proportional, so theoretically, increasing the number of parallels can make the forward voltage drop as close to zero as possible.
  • a voltage is applied to the gate, it conducts in the reverse direction, so that the forward voltage drop can be made smaller than that of the parallel diode depending on conditions.
  • MOSFETs using SiC Silicon Carbide
  • SiC Silicon Carbide
  • the forward voltage drop is further reduced, and the conduction loss can be reduced.
  • the MOSFET using SiC is more expensive than the conventional MOSFET, it can be used for the bidirectional switch only for the above-mentioned reason, and a large loss reduction effect can be obtained with a minimum cost increase.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention, and shows an application example to a three-phase circuit.
  • This three-phase circuit is an example in which the circuit of the first embodiment described with reference to FIG.
  • the series connection point inside the capacitor series circuit of the circuit of FIG. 4 is the neutral point potential of the three-phase circuit, and is common to the three circuits.
  • the forward conversion circuit unit and the inverse conversion circuit unit are connected in parallel with the capacitor series circuit (45, 46) for three circuits.
  • a series circuit of IGBTs 33 and 39, a series circuit of IGBTs 34 and 40, and a series circuit of IGBTs 35 and 41 are connected in parallel with a series circuit of capacitors 45 and 46.
  • a series circuit of IGBTs 36 and 42, a series circuit of IGBTs 37 and 43, and a series circuit of IGBTs 38 and 44 are connected in parallel with the series circuit of capacitors 45 and 46.
  • the connection positions of the reactors 27 to 32 and the connection positions of the bidirectional switches 47 to 49 are the same as in the first embodiment. Since the operation is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
  • This is an embodiment in which a three-phase circuit is configured by using two circuits of the first embodiment described in FIG. 5 is a so-called V-connection conversion circuit in which a series connection point inside the capacitor series circuit of the circuit of FIG. Two switching circuits are connected in parallel to the capacitor series circuit in each of the forward conversion circuit unit and the reverse conversion circuit unit.
  • a series circuit of IGBTs 33 and 39 and a series circuit of IGBTs 35 and 41 are connected in parallel with a series circuit of capacitors 45 and 46.
  • a series circuit of IGBTs 36 and 42 and a series circuit of IGBTs 38 and 44 are connected in parallel with a series circuit of capacitors 45 and 46.
  • the connection positions of the reactors 27, 29, 30, 32 and the connection positions of the bidirectional switches 47, 49 are the same as in the first embodiment. Since the operation is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the present invention is a configuration for converting an AC input voltage into a stabilized AC output voltage using a forward conversion circuit and an inverse conversion circuit, and includes an uninterruptible power supply (UPS), an AC stabilized power supply (AVR). : Automatic Voltage Regulator) and AC power regulator (APR: AC Power Regulator).
  • UPS uninterruptible power supply
  • AVR AC stabilized power supply
  • APR AC Power Regulator

Abstract

　交流を直流に変換する順変換器と直流を交流に変換する逆変換器とで構成される交流－交流変換装置において、第１の半導体スイッチ直列回路と、第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と第１の半導体スイッチ直列回路の直列接続点との間に第１のリアクトルを、交流入力の一端と第２の半導体スイッチ直列回路の直列接続点との間に双方向スイッチを、第２の半導体スイッチ直列回路の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、コンデンサ直列回路の直列接続点と交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続する。こうすることで、入力電圧が規定の範囲内である時には整流器のリアクトルの損失を十分小さく抑制することができる。また補償動作を行う際にはこれに加えて従来回路よりスイッチング損失を小さくすることができる。

Description

交流－交流変換装置
　本発明は、交流電圧の変動或いは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の効率改善に関する。
　図１は、下記に示す特許文献１に記載された交流－交流変換装置の回路構成例を示す図である。図１において、１、２はフィルタ用コンデンサ、３、４はリアクトル、５～８はダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)（順方向の電流のオンオフを制御可能でかつ逆方向電流に対しては常に導通状態となる半導体スイッチ）、９、１０は平滑用コンデンサである。ＩＧＢＴ５と６の直列接続回路とコンデンサ９と１０の直列接続回路との並列接続回路のＩＧＢＴ５と６の直列接続点と交流入力の一端との間にリアクトル３を、コンデンサ９と１０の直列接続点に交流入力の他端を、各々接続する回路構成は、ハーフブリッジ構成による高力率整流回路としてよく知られており、ＩＧＢＴ５、６をスイッチングすることにより交流入力電圧のピーク値より高い直流電圧を得る昇圧型の交流－直流変換回路として機能させるものである。
　また、ＩＧＢＴ７と８の直列接続回路とコンデンサ９と１０の直列接続回路との並列接続回路のＩＧＢＴ７と８の直列接続点と交流出力の一端との間にリアクトル４を、コンデンサ９と１０の直列接続点に交流出力の他端を、交流出力Ｕ－Ｖ間にコンデンサ２を、各々接続する回路構成は、ハーフブリッジ構成による逆変換回路（インバータ）としてよく知られている。ＩＧＢＴ７、８をスイッチングすることにより直流電圧から正弦波の交流電圧を得る直流－交流変換回路として機能させるものである。
　図１に示した交流－交流変換装置は、交流入力の電圧変動を補償し、定電圧を負荷に供給する用途や、交流入力の停電時に、図示しない蓄電手段からコンデンサ９、１０に直流電力を供給することにより無停電化した電力を負荷に供給する用途などに用いられる。
　ＩＧＢＴ５と６との直列接続点とＩＧＢＴ７と８との直列接続点との間には双方向スイッチ１１が接続されているが、先に双方向スイッチ１１が接続されない場合の動作を以下に説明する。
　高力率整流回路において交流入力電流Ｉ１の極性が正の場合の動作例は下記となる。
ＩＧＢＴ６をオンすると電流経路は、入力端子の一端Ｕｉ→リアクトル３→ＩＧＢＴ６→コンデンサ１０→入力端子の他端Ｖｉの経路となりリアクトル３にエネルギーが蓄積される。ＩＧＢＴ６をオフすると電流経路は、入力端子の一端Ｕｉ→リアクトル３→ＩＧＢＴ５の逆並列接続されたダイオード→コンデンサ９→入力端子の他端Ｖｉの経路で、リアクトル３のエネルギーがコンデンサ９に放出される。この動作においては、電流経路上に半導体素子が１個存在する。
　また、逆変換回路（インバータ）において交流出力電流Ｉ２の極性が正の場合の動作例は以下となる。ＩＧＢＴ７がオンすると、電流経路はコンデンサ９→ＩＧＢＴ7→リアクトル４→交流出力の一端Ｕ→負荷（記載せず）→交流出力の他端Ｖ→コンデンサ９となる。ＩＧＢＴ７がオフすると、電流経路はコンデンサ１０→ＩＧＢＴ８の逆並列接続されたダイオード→リアクトル４→交流出力の一端Ｕ→負荷（記載せず）→交流出力の他端Ｖ→コンデンサ１０となる。この動作においては、電流経路上に半導体素子が１個存在する。
以上の動作においては、電流が交流入力から交流出力に達するまでに、２個の半導体素子を通過する。
　次に、双方向スイッチ１１をＩＧＢＴ５と６との直列接続点とＩＧＢＴ７と８との直列接続点との間に接続した場合の動作を以下に説明する。第１の動作はＩＧＢＴ５と７とが同時にオン、又はＩＧＢＴ６と８とが同時にオンする際に双方向スイッチ１１をオンし、電流をバイパスさせる動作である。さらに第２の動作は入力電圧の変動が負荷が許容する範囲内である時に、ＩＧＢＴ５～８のスイッチング動作を停止してオフ状態とし、双方向スイッチ１１を連続的にオンさせる動作である。第１及び第２の動作においては、交流入力から交流出力に至る電流の経路上の半導体素子は双方向スイッチ１１だけであり、損失が低減される。
　交流入力電圧が交流出力に接続される負荷の許容値内の電圧（以下規定値と称する）の時に交流入力電圧を交流出力に直送することは常時商用給電方式の無停電電源装置等で一般的に行われている手法である。一方、図１に示す回路においては交流入力電圧が規定値を逸脱した場合、半導体素子のスイッチングサイクル程度の時間(通常数10μs)遅れで通常運転に復帰できる。その間のじょう乱はコンデンサ１、２、リアクトル３、４からなるフィルタにより除去されるため、常時商用給電方式と異なり、出力にじょう乱が生じないという長所がある。
　双方向スイッチの構成例としては図２に示すものが知られている。また図２に示す双方向スイッチとは別の双方向スイッチの構成例を図３に示すが、これについては後で触れることにする。図２（ａ）は逆極性の電圧に対し順極性と同等の耐圧を持たせた逆阻止ＩＧＢＴＲＢ１、ＲＢ２を２個、逆並列に接続したものである。図２（ｂ）は逆方向耐圧を持たない通常のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２各々にダイオードＤ１、Ｄ２を直列に接続することにより逆方向耐圧を持たせた回路を、さらに逆並列に接続したものである。図２（ｃ）はダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＱ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＱ２を、逆直列に接続したものである。
特開２００６－２９６０９８号公報
　特許文献１に示された従来技術の手法では、第１の動作において導通損失は低減できるが、スイッチング損失は双方向スイッチ１１を設けない高力率整流器とインバータの組み合わせと同等である。また第１及び第２の動作ともに電流が入力から出力に達するまでに２個のリアクトルを通過するが、ここで発生する損失を低減することができない。
　従って、本発明の目的は、上記のような課題を解決するために、スイッチング損失を軽減でき、さらにリアクトルの損失低減による小型化が図れる交流－交流変換装置を提供することである。
　本発明の目的を達成するため、第１の発明では、半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流－交流変換装置において、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続する。
　第２の発明では、第１の発明において、前記交流入力の電圧値に応じて、前記第１の半導体スイッチ直列回路及び前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチを全てオフとし、前記双方向スイッチをオンさせる第１の制御モードを備える。
　第３の発明では、第１の発明において、前記交流入力の電圧値に応じて、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチと前記双方向スイッチとを交互にオンオフさせる第２の制御モードを備える。
　第４の発明では、第１の発明において、前記交流入力の電圧値に応じて、前記双方向スイッチをオフとし、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンオフさせる第３の制御モードを備える。
　第５の発明においては、第１ないし第４の発明における前記双方向スイッチ素子のオン時の電圧が、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の素子のオン時の電圧よりも小さな素子を用いる。
　第６の発明においては、半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流－交流変換装置において、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続する。
　第７の発明では、第６の発明における前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧より低い交流出力電圧を得る制御モードを備える。
　本発明は、交流入力電圧が規定の範囲内にある時には、交流入力を直接逆変換器の出力（フィルタリアクトルの前）に接続するための双方向スイッチを備えているので、入力電圧が規定の範囲内である時には整流器のリアクトルの損失を十分小さく抑制することができる。また補償動作を行う際にはこれに加えて従来回路よりスイッチング損失を小さくすることができる。さらに整流器、インバータ双方のリアクトルのサイズを小さくすることができる。
従来の交流－交流変換装置の構成を示す回路図である。 従来の双方向スイッチの構成例を示す図である。 従来の双方向スイッチの別の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例を示す回路図である。 交流入力と交流出力の波形例を示す図である。 図４の昇圧動作時の波形例を示す図である。 図４の降圧動作時の波形例を示す図である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 図８の動作波形例を示す図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 本発明の第４の実施例を示す回路図である。
　以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
　本発明の動作を概略すれば、交流入力電圧が規定範囲内である時には、交流入力を双方向スイッチを介して直接交流出力（出力リアクトルの前）に送出し、交流入力電圧が規定範囲外の時にはこの双方向スイッチと逆変換回路の半導体スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧を規定範囲内に昇圧又は降圧させるものである。
　図４は、本発明の第１の実施例を示す回路図であり、図５～図７はその動作波形例を示す図である。
　図４において半導体により構成される交流－直流変換／直流－交流変換回路は、それぞれダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ５と６を直列接続した第１のＩＧＢＴ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ７と８を直列接続した第２のＩＧＢＴ直列回路と、コンデンサ９と１０を直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続して構成される。
　交流入力の一端Ｕｉと第１のＩＧＢＴ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトル３が、交流入力の一端Ｕｉと第２のＩＧＢＴ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチ１１が、第２のＩＧＢＴ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端Ｕとの間にリアクトル４が、各々接続される。コンデンサ直列回路内部の直列接続点は、交流入力の他端Ｖｉ及び交流出力の他端Ｖと、各々接続される。交流入力ＵｉとＶｉの間にはフィルタコンデンサ１が、交流出力ＵとＶの間にはフィルタコンデンサ２が、各々接続される。
　このような構成における動作を図５～図７に基づいて説明する。
　動作モードとしては、交流入力電圧が、交流出力に接続される負荷の許容範囲内の場合の動作モード１、交流入力電圧が負荷の許容範囲より低い場合の動作モード２、交流入力電圧が負荷の許容範囲より高い場合の動作モード３がある。
　まず動作モード１について説明する。大多数の負荷装置において、一定量、たとえば±10%の入力電源電圧変動が許容されている。従って、たとえば図５に示すように入力電圧がこの範囲内である時には、本装置は出力電圧を一定とするための制御動作は必要ない。この場合、双方向スイッチ１１をオン、ＩＧＢＴ７と８はオフとして交流入力を直接出力する。この時、双方向スイッチ１１、ＩＧＢＴ７と８はスイッチング損失を発生しない。ＩＧＢＴ５と６とは後で述べる補償動作に備えてコンデンサ９、１０の電圧を所定値Ｅに保つための整流動作を行うが、コンデンサ９、１０は一度充電されれば漏れ電流相当の電力を供給するのみとなるため通過電流は極めて小さく、その損失は無視できる。リアクトル３の電流通過にともなう損失も同様に微小であり、従来例より損失は小さくなる。以下、この運転状態を直送モードと称する。
　次に動作モード２について説明する。図６は、入力電圧が規定値より下回った、たとえば-20%となった場合の動作波形を示す図である。図６において出力電圧極性が正の時にはＩＧＢＴ7と双方向スイッチ１１とを、負のときにはＩＧＢＴ８と双方向スイッチ１１とを交互にオンオフする。ＩＧＢＴ７、８がオンする時比率αは下記により定められる。
交流入力電圧瞬時値v1を
　　　　v1=V1・sinθ　　　・・・式（１）
とする。ここでθは各時刻の位相（電気角）である。
一方、所望の交流出力電圧瞬時値v2を
　　　　v2=V2・sinθ　　　・・・式（２）
とする。
　たとえば出力電圧極性が正の時に、U1-V電圧は、ＩＧＢＴ７がオンの時にはＥ、双方向スイッチ１１がオンの時にはv1となるので、１スイッチングサイクル平均値vuは下記式（３）で求められる。
　　　　vu=αE+(1-α)・v1　　　・・・式（３）
ここでリアクトル４による電圧降下が小さく、交流出力電圧は概ねvuに等しいとすれば、式（１）、式（２）、式（３）より
　　　　V2・sinθ=αE+(1-α)・V1・sinθ　　　・・・式（４）
となるように各時刻のαを定めればv2を所望の値に保つことができる。よって
　　　　α=(V2-V1)sinθ/(E-V1・sinθ)　　　・・・式（５）
となる。
　図６は、式（５）によって求めたα指令値から、当業者に良く知られた三角波比較方式を用いて、ＩＧＢＴ７、８のオン・オフを決定する方法を示したものである。図では省略しているが、ＩＧＢＴ７及び８がオフの場合、双方向スイッチ１１がオンしているものとする。ＩＧＢＴ７と８とが交互にオンオフする通常のインバータおよび特許文献１で示された回路ではU1-V間電圧は＋Ｅと－Ｅの間で変化するため、スイッチングにともなう半導体スイッチの電圧変化幅は２Ｅである。一方、図６の例では電圧変化幅はE-|V1・sinθ|となり、常に上記より小さくなる。スイッチング損失は概ね電圧変化幅に比例するので、スイッチング損失はより小さくなる。以下、この運転状態を昇圧モードと称する。
　次に動作モード３について説明する。図７は、入力電圧が規定値を上回った、たとえば+20%となった場合の動作波形を示す図である。図７において出力電圧極性が正の時にはＩＧＢＴ８と双方向スイッチ１１とを、負の時にはＩＧＢＴ７と双方向スイッチ１１とを交互にオンオフする。ＩＧＢＴ７、８がオンする時比率αは下記により定められる。
　たとえば出力電圧極性が正の時にU1-V電圧はＩＧＢＴ８がオンの時には－Ｅ、双方向スイッチ１１がオンの時にはv1となるので、１スイッチングサイクル平均値vuは下記式（６）で求められる。
　　　　vu=-αE+(1-α)・v1   　　　・・・式（６）
ここでリアクトル４による電圧降下が小さく、交流出力電圧は概ねvuに等しいとすれば、式（１）、式（２）、式（６）より
　　　　V2・sinθ=-αE+(1-α)・V1・sinθ　　　・・・式（７）
となるように各時刻のαを定めればv2を所望の値に保つことができる。よって
　　　　α=(V1-V2)sinθ/(E+V1・sinθ)　　　・・・式（８）
となる。
　図７は式（８）によって求めたα指令値から、図６と同様に当業者に良く知られた三角波比較方式を用いてＩＧＢＴ７、８のオンオフを決定する方法を示したものである。ここでは信号波と三角波の大小関係とＩＧＢＴ７、８のオンオフ状態とを上述した昇圧モードと統一化するために、信号波には-αを用いている。また昇圧モードと同様に、ＩＧＢＴ７及び８がオフの場合、双方向スイッチ１１がオンしているものとする。この場合、スイッチングにともなう半導体スイッチの電圧変化幅はE+|V1・sinθ|となり、昇圧モードよりは大きいが、通常のインバータ及び特許文献１で示された回路の変化幅２Ｅより小さくなり、昇圧モードと同様にスイッチング損失は小さくなる。以下、この状態を降圧モードと称する。
　以上のとおり、昇圧モードではインバータは直流回路から電力の一部を供給し、降圧モードではインバータは直流回路にて電力の一部を吸収する。この電力は整流器により供給または回生される。このため、整流器は負荷電力を100％通過させる必要がなくなり、整流器を構成する部品であるリアクトル３、ＩＧＢＴ５、６の定格はインバータを構成する部品であるリアクトル４、ＩＧＢＴ７、８に比べ大幅に電力定格を小さくできる。
　さらに、インバータのリアクトル４も小形化できる。理由は以下の通りである。通常のインバータに対し、図６では電圧変化幅が極めて小さく、図７ではパルス幅が極めて小さい。リアクトルのリプル電流は電圧変化幅×パルス幅に比例し、インダクタンスに反比例するので、インダクタンスが同じ場合はリプル電流に起因する損失（主に鉄損）が小さくなり、リプル電流を同じにする場合はインダクタンス値を小さくできるためである。
　なお、本装置を無停電電源装置として使用する場合には直流部に蓄電装置を接続し、入力が補償可能な範囲を逸脱した場合に双方向スイッチ１１をオフして、ＩＧＢＴ７と８とで通常のインバータと同様な動作を行う。この場合、インバータのリアクトル４のリプル電流は通常より大きくなり、それにともなう損失も大きくなる。しかしながら一般的に無停電電源装置の停電補償時間は10分以内であるのに対し、リアクトルの熱時定数は数10分から数時間ある。従って、リアクトルを小形化設計しても温度が過大になる問題は回避し易い。
　本装置の損失は直送モードで最も小さく、次いで昇圧モード、降圧モードの順となる。負荷電力一定の場合、損失のトータル電力量は各モードの比率に影響される。降圧モードでは損失低減効果が小さいが、実際の運用において降圧モードだけが続くことはまれである。
　本装置においては、特許文献１と同様に、直送モードから昇圧又は降圧モードへの移行は１スイッチングサイクル内の短い時間で行われ、かつ切替点と負荷との間にＬＣフィルタが存在するため、モードの切替によるじょう乱が出力に現れることは回避できる。
　図８は、本発明の第２の実施例を示す回路図である。図４と同一部分は同一記号を付してその説明は省略する。
　実施例２は、降圧モードでのスイッチング損失低減を目的としたもので、U1-V間に双方向半導体スイッチ１２を加えたものである。その動作原理を図９に示す。降圧モードにおいて双方向スイッチ１１と１２とを交互にオンオフする。この構成は交流チョッパ回路で、双方向スイッチ１１がオンするとU1-V間電圧は入力電圧と等しくなり、双方向スイッチ１２がオンすると0Vとなる。たとえば双方向スイッチ１１がオンする時比率を位相に関わらず一定値0.9とすれば、出力電圧は入力電圧の0.9倍となる。この回路では電圧変化幅は入力電圧瞬時値に等しくなる。
　実施例１、２において、直送モードにおいては常に双方向スイッチ１１が導通し、昇圧モード又は降圧モードにおいても双方向スイッチ１１の導通率が最も高い。双方向スイッチ１１の順電圧降下のみを小さくすることで、最低限のコストで効率改善を図ることができる。
　双方向スイッチの順電圧降下のみを小さくする具体的な例について説明すると、たとえば図３に示す双方向スイッチは、図２に示すものとは別構成で、接続状態としては図２（ｃ）と同様であるが、スイッチング素子にMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)を用いている。MOSFETはIGBTと異なり、電流と順電圧降下が比例する抵抗特性を持つため、理論上は並列数を増やすことで順電圧降下を限りなく零に近づけることができる。またゲートに電圧が与えられると逆方向にも導通するので、条件によっては並列ダイオードよりも順電圧降下を小さくすることができる。特に近年SiC（Silicon Carbide：シリコンカーバイド）を用いたMOSFETが実用化されつつあり、大幅な順電圧降下が見込まれている。このSiCを用いたMOSFETを図３の構成で用いれば更に順電圧降下が小さくなり、導通損失を低減できる。SiCを用いたMOSFETが従来のものより高価になった場合も、上述の理由により双方向スイッチ部分のみに用いることで、最小限のコストアップで大きな損失低減効果を得ることができる。
　図１０は、本発明の第３の実施例を示す回路図であって、三相回路への適用例を示すものである。この三相回路は、図４で説明した第１の実施例の回路を３回路用いて構成する例である。図４の回路のコンデンサ直列回路内部の直列接続点を三相回路の中性点電位とし、３回路共通とする。スイッチング回路は、順変換回路部及び逆変換回路部共にコンデンサ直列回路（４５、４６）と並列に各々３回路分が接続される。順変換回路部はＩＧＢＴ３３と３９の直列回路、ＩＧＢＴ３４と４０の直列回路及びＩＧＢＴ３５と４１の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。逆変換回路部はＩＧＢＴ３６と４２の直列回路、ＩＧＢＴ３７と４３の直列回路及びＩＧＢＴ３８と４４の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。リアクトル２７～３２の接続位置、及び双方向スイッチ４７～４９の接続位置は実施例１と同様である。動作は実施例１と同様であるので、その説明を省略する。
　図１１は、本発明の第４の実施例を示す回路図である。図４で説明した第１の実施例の回路を２回路用いて、３相回路を構成する場合の実施例である。図４の回路のコンデンサ直列回路内部の直列接続点を三相入出力の一線と共通接続した所謂Ｖ結線変換回路である。スイッチング回路は、順変換回路部及び逆変換回路部共にコンデンサ直列回路と並列に各々２回路分が接続される。順変換回路部はＩＧＢＴ３３と３９の直列回路及びＩＧＢＴ３５と４１の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。逆変換回路部はＩＧＢＴ３６と４２の直列回路及びＩＧＢＴ３８と４４の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。リアクトル２７、２９、３０、３２の接続位置、及び双方向スイッチ４７、４９の接続位置は実施例１と同様である。動作は実施例１と同様であるので、その説明を省略する。
　尚、上記実施例にはスイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した例を示したが、スイッチング素子はＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラ素子などでも実現可能である。
　本発明は、交流入力電圧を順変換回路と逆変換回路を用いて安定化された交流出力電圧に変換する構成であり、無停電電源装置（ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply）、交流安定化電源（ＡＶＲ：Automatic Voltage Regulator）、交流電力調整装置（ＡＰＲ：AC Power Regulator）などへの適用が可能である。

Claims (7)

  1. 　半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流－交流変換装置において、
    　それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続したことを特徴とする交流－交流変換装置。
  2. 　前記交流入力の電圧値に応じて、前記第１の半導体スイッチ直列回路及び前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチを全てオフとし、前記双方向スイッチをオンさせる第１の制御モードを備えることを特徴とする請求項１に記載の交流－交流変換装置。
  3. 　前記交流入力の電圧値に応じて、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチと前記双方向スイッチとを交互にオンオフさせる第２の制御モードを備えることを特徴とする請求項１に記載の交流－交流変換装置。
  4. 　前記交流入力の電圧値に応じて、前記双方向スイッチをオフとし、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンオフさせる第３の制御モードを備えることを特徴とする請求項１に記載の交流－交流変換装置。
  5. 　前記双方向スイッチ素子のオン時の電圧が、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の素子のオン時の電圧よりも小さな素子を用いることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の交流－交流変換装置。
  6. 　半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流－交流変換装置において、
    　それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続したことを特徴とする交流－交流変換装置。
  7. 　前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧より低い交流出力電圧を得る制御モードを備えることを特徴とする請求項６に記載の交流－交流変換装置。
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