JP5575235B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換した後、所望の直流出力を得る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、商用交流電源を高力率制御して交流／直流変換を行う高力率コンバータ部と、その後段に配置され、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備えて、それぞれ絶縁された主バッテリと副バッテリとを充電する。主バッテリを優先的に充電する際には、トランス一次側のスイッチング回路のデューティ比が一定となると共に、トランス二次側のスイッチング回路のデューティ比を可変となるように制御する。副バッテリを優先的に充電する際には、トランス一次側および二次側のスイッチング回路のデューティ比を可変となるように制御する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−１１８７２７号公報

上記従来の電力変換装置では、主バッテリ、副バッテリを充電する際、ＤＣ／ＤＣコンバータ部のトランス二次側スイッチング回路のデューティ比を制御するか、トランス一次側および二次側のスイッチング回路のデューティ比を制御する。このように所望の直流出力を得る制御をスイッチング回路のデューティ制御にて行っていたため、デューティ比の変化幅が必然的に大きくなってデューティ比が低い期間に電力損失が大きくなり電力損失低減化には限界があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換した後、所望の直流出力を得る電力変換装置において、電力損失を低減して電力変換効率を向上させることを目的とする。

この発明に係る第１の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑コンデンサと、半導体スイッチ素子を備えて上記平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に接続するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、交流の力率を制御しつつ上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が目標値に追従するように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御すると共に、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部と上記負荷との間の直流入出力が指令値に追従するように上記半導体スイッチ素子へのＤｕｔｙ指令を演算して該半導体スイッチ素子のＤｕｔｙ制御により上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する制御装置とを備える。そして、該制御装置は、上記Ｄｕｔｙ指令が予め設定された設定値に近づくように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整するものである。

またこの発明に係る第２の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑コンデンサと、半導体スイッチ素子を備えて上記平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に接続するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、交流の力率を制御しつつ上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が目標値に追従するように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御すると共に、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部と上記負荷との間の直流入出力が指令値に追従するように上記半導体スイッチ素子へのＤｕｔｙ指令を演算して該半導体スイッチ素子のＤｕｔｙ制御により上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する制御装置とを備える。そして、該制御装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の上記半導体スイッチ素子がソフトスイッチングできるように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整するものである。

上記第１の電力変換装置によると、制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＤｕｔｙ指令が予め設定された設定値に近づくように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の半導体スイッチ素子のＤｕｔｙ比を適切に制御してＤＣ／ＤＣコンバータ部での電力損失の低減を図ることができ、電力変換効率を向上できる。

上記第２の電力変換装置によると、ＤＣ／ＤＣコンバータ内の半導体スイッチ素子がソフトスイッチングできるようにＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値を調整するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ内の半導体スイッチ素子のスイッチング損失が低減できて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部での電力損失の低減が図れ、電力変換効率を向上できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による高力率コンバータ部の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による高力率コンバータ部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による高力率コンバータ部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による高力率コンバータ部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による高力率コンバータ部の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明する平滑用リアクトルの電流波形である。 この発明の実施の形態１による平滑コンデンサの目標電圧の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の別例によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１の第２の別例による高力率コンバータ部の構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ部のゼロ電圧スイッチング動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ部のゼロ電圧スイッチング動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ部のゼロ電圧スイッチング動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ部のゼロ電圧スイッチング動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２の別例によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の電力損失を説明する図である。 この発明の実施の形態３による平滑コンデンサの目標電圧の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成図である。 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータ部のゼロ電流スイッチング動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータ部の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示した図である。図１に示すように、電力変換装置の主回路は、交流電圧源１に接続され、入力交流の力率を高力率に制御して交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部としての高力率コンバータ部１００と、高力率コンバータ部１００の直流出力を平滑する平滑コンデンサ１０と、平滑コンデンサ１０の電圧をトランス１２で絶縁された二次側直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部２００とを備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力には例えばバッテリ等の負荷２が接続される。

高力率コンバータ部１００は、交流電圧源１に接続されて入力交流を全波整流するダイオードブリッジ３と、その後段にリアクトル４を介して直列接続されたインバータ回路３００と、その後段に半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ８およびダイオード９が直列接続されたブリッジ回路とを備える。インバータ回路３００は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチ素子からなる半導体スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード６ａ、６ｂと、コンデンサから成る直流電圧源７とで構成された単相インバータの交流側を１以上（この場合は１個）直列接続して構成される。また、インバータ回路３００の出力には一端をダイオードブリッジ３の出力に接続した短絡用スイッチ８と、カソード側を出力側の平滑コンデンサ１０に接続したダイオード9が接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００は、絶縁されたトランス１２と、該トランス１２の一次側に接続され、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄで構成されるフルブリッジコンバータで平滑コンデンサ１０の直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部１１と、トランス１２の二次側に接続された整流回路であるダイオードブリッジ１３とを備える。また、ダイオードブリッジ１３の出力には出力平滑用のリアクトル１４とコンデンサ１５が接続され、負荷２へ直流電圧が出力される。
更に、主回路の外部には制御装置としての制御回路１６が配置され、高力率コンバータ部１００内の半導体スイッチ素子５ａ、５ｂおよび短絡用スイッチ８への駆動信号３０ａ、３０ｂとＤＣ／ＤＣコンバータ部２００内の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄへの駆動信号３０ｃとを出力する。また、平滑コンデンサ１０の電圧Vdcは電圧センサ１７で、コンデンサ１５の電圧Voutは電圧センサ１８で、直流電圧源７の電圧Vsubは電圧センサ１９でそれぞれモニタされ、制御回路１６へ入力される。

次に動作について説明する。
まず、高力率コンバータ部１００では、交流電圧源１からの入力をダイオードブリッジ３にて全波整流し、ダイオードブリッジ３の後段の電圧Vin、電流Iinは、図２に示すような波形となる。Vdcは一定の出力電圧目標値としての目標電圧Vdc^＊に制御される平滑コンデンサ１０の直流電圧であり、電圧センサ１７によってセンシングされる。
インバータ回路３００は、交流電圧源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ３後段の電圧Vinに重畳する。インバータ回路３００内の電流は、図３〜図５に示すように、半導体スイッチ素子５ａ、５ｂがオフの時には、ダイオード６ａを通って直流電圧源７を充電し、ダイオード６ｂを通って出力される。また、半導体スイッチ素子５ａのみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子５ａとダイオード６ｂとを通って出力される。また同様に、半導体スイッチ素子５ｂのみをオンした時には、電流はダイオード６ａと半導体スイッチ素子５ｂを通って出力される。また、半導体スイッチ素子５ａ、５ｂを同時にオンした時には、半導体スイッチ素子５ａを通って直流電圧源７を放電し、半導体スイッチ素子５ｂを通って出力される。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子５ａ、５ｂを制御してインバータ回路３００をＰＷＭ制御する。

交流電圧源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Vinが平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊と等しくなる時の位相θ＝θ_２（０＜θ_２＜π/2）とし、位相θ＝０から所定位相θ_１（０＜θ_１＜θ_２）まで、短絡用スイッチ８をオン状態とする。この場合、図３に示すように、交流電圧源１からの電流は、交流電圧源１→ダイオードブリッジ３→リアクトル４→インバータ回路３００→短絡用スイッチ９→ダイオードブリッジ３→交流電圧源１の経路で流れる。短絡用スイッチ８はオン状態なので、ダイオード９および出力段の平滑コンデンサ１０には電流が流れない。
インバータ回路３００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５ａ、５ｂがオフの場合と、半導体スイッチ素子５ａのみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路３００の直流電圧源７にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ_１の時、短絡用スイッチ８をオフすると、図４に示すように、交流電圧源１からの電流は、交流電圧源１→ダイオードブリッジ３→リアクトル４→インバータ回路３００→ダイオード９→平滑コンデンサ１０→ダイオードブリッジ３→交流電圧源１の経路で流れる。
位相θが、θ_１≦θ≦θ_２である時、インバータ回路３００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５ａ、５ｂが同時にオンの場合と、半導体スイッチ素子５ａのみがオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路３００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路３００の直流電圧源７は放電される。

次に、位相θ＝θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、短絡用スイッチ８はオフ状態を継続するが、インバータ回路３００での動作が変わる。
即ち位相θが、θ_２≦θ≦π/2である時、図５に示すように、交流電圧源１からの電流は、交流電圧源１→ダイオードブリッジ３→リアクトル４→インバータ回路３００→ダイオード９→平滑コンデンサ１０→ダイオードブリッジ３→交流電圧源１の経路で流れる。また、インバータ回路３００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５ａ、５ｂがオフの場合と、半導体スイッチ素子５ａのみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊≦電圧Vinであり、インバータ回路３００は、平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin−Vdc^＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路３００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路３００の直流電圧源７は充電される。

図２に示すように、π/2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π/2の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。
即ち、交流電圧源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１にて短絡用スイッチ８を切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲（以下、短絡位相範囲５０と称す）でのみ、短絡用スイッチ８をオン状態として平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。このとき、インバータ回路３００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源７は充電される。そして、短絡位相範囲５０以外の位相では、インバータ回路３００は、平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源７は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源７は充電される。

θ_１を大きくすると、直流電圧源７に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Vinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc^＊）を高くできる。
０≦θ≦π/2の位相期間では、インバータ回路３００の直流電圧源７は、上述したように、０≦θ≦θ_１、θ_２≦θ≦π/2の期間で充電され、θ_１≦θ≦θ_２の期間で放電される。

次に、平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御する詳細について、以下に説明する。
高力率コンバータ部１００は、図６に示すような制御ブロックで制御される。図６（ａ）は、インバータ回路３００の制御を示す図であり、図６（ｂ）は、ブリッジ回路の短絡用スイッチ８の制御を示す図である。
図６（ａ）に示すようにインバータ回路３００の制御では、電圧センサ１７にて検出された平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdcと予め設定された平滑コンデンサの目標電圧Vdc^＊との差５１を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）して電流Iinの振幅目標値５２を決定する。そして、この振幅目標値５２に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin^＊を生成する。
次に、電流指令Iin^＊と検出された電流Iinとの差５３を０に近づけるようにフィードバック制御（ＰＩ制御）して、インバータ回路３００の発生電圧の目標値となる電圧指令５４を出力する。この時、短絡用スイッチ８のオン／オフ切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令５４を補正する。

上述したように短絡用スイッチ８をオンからオフに切り替えるとインバータ回路３００のコンデンサ７は充電から放電に切り替わり、短絡用スイッチ８がオフからオンに切り替わるとコンデンサ７は放電から充電に切り替わる。このオン／オフ切り替え時にフィードフォワード制御を用いることで、フィードバック制御の応答時間分の制御遅れ、および限流用のリアクトル４の両端に発生する電圧をキャンセルすることができる。これにより、短絡用スイッチ８のオン／オフに起因する電流の急激な変化を緩和することができる。
なお、フィードフォワード補正電圧ΔVは、半導体スイッチ素子８をオンからオフにする際には正極性の電圧で、半導体スイッチ素子８をオフからオンにする際には負極性の電圧である。
そして、補正後の電圧指令５５を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路３００の各半導体スイッチ素子５ａ、５ｂへの各駆動信号３０ａを生成し、インバータ回路３００を動作させる。

一方、図６（ｂ）に示すように短絡用スイッチ８の制御では、電圧センサ１９にて検出されたインバータ回路３００のコンデンサ７の電圧Vsubを監視し、電圧Vsubと予め設定された電圧指令値としての直流電圧源７の目標電圧Vsub^＊との差５６を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）した出力５７を用いて、ＰＷＭ制御により短絡用スイッチ８への駆動信号３０ｂを生成する。これにより、短絡用スイッチ８がオン状態となる位相、即ち短絡位相範囲５０も制御される。
このような短絡用スイッチ８の制御では、直流電圧源７の電圧Vsubを目標電圧Vsub^＊から減算した電圧値が高いほど、短絡用スイッチ８のオン期間が長くなる。このため、過渡的な負荷変動や交流電圧源１の変動によって電圧Vsubが変動した場合でも、直流電圧源７を充電する期間を制御する事ができ、直流電圧源７の電圧Vsubを一定に制御する事が可能となる。
従って、外部に別の直流電圧源を要することなく、交流電圧源１および負荷の過渡的な変化に対しても、インバータ回路３００の直流電圧源７の電圧を安定化でき、インバータ回路３００の直流母線電圧を一定に保つ事でき、高力率コンバータ部１００を安定して動作させることができる。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の動作について以下に説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００では、トランス１２の一次側のコンバータ部１１を構成する半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのうち、半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄが同時にオンする期間と、半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃが同時にオンする期間にトランス１２の一次側に電圧が発生し、二次側に電力が伝えられる。半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチングは、一般的には高周波ＰＷＭ動作にて行い、半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄが同時にオンする期間と、半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃが同時にオンする期間を等しくする。

２つの半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄ（または１１ｂ、１１ｃ）が同時にオンする際に、トランス二次側に発生する電圧、電流を図７に示す。トランス１２の一次側巻線数をＮ_１、二次側巻線数をＮ_２とすると、図７に示すように、２つの半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄ（または１１ｂ、１１ｃ）が同時にオンする期間に、二次側巻線にはVdc・Ｎ_２／Ｎ_１の電圧が発生する。すると、平滑用リアクトル１４には、二次側巻線に電圧発生する期間で増加し、その後減少する電流が流れる。なお、Ｔは半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング周期、Δｔは半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄ（または１１ｂ、１１ｃ）が同時にオンするオン時間、Δｉは平滑用リアクトル１４に流れる電流の増加分である。
この時、平滑用リアクトル１４のインダクタンスをＬ、出力用のコンデンサ１５の電圧である直流出力電圧をVoutとすると、以下の式（１）が成り立つ。

半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄの同時オンと、半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃの同時オンとの間の期間では、トランス二次側の電流は、平滑用リアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオードブリッジ１３→平滑用リアクトル１４の経路で還流し、電流は減少する。

次に、直流出力電圧Voutを電圧指令値Vout^＊に制御するＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の制御について図８に基づいて以下に説明する。
コンデンサ１５の電圧Voutは、電圧センサ１８によってセンシングされ、制御回路１６に入力される。制御回路１６では、図８に示すように、電圧Voutを電圧指令値Vout^＊と比較し、誤差を誤差増幅部１９で増幅し、ＰＷＭ制御部２０にてコンバータ部１１の半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄおよび半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃを駆動する駆動信号３０ｃ（３０ｃａ、３０ｃｂ）を出力する。これによって、コンデンサ１５の電圧Voutは電圧指令値Vout^＊に近づくように制御される。
なお、コンバータ部１１は、半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄの同時オンと、半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃの同時オンとを交互に同じオン時間Δｔで行うため、各半導体スイッチ信号１１ａ〜１１ｄの駆動信号３０ｃは、Ｄｕｔｙ比（２Δｔ／Ｔ）を決定するためのＤｕｔｙ指令であり、各半導体スイッチ信号１１ａ〜１１ｄは、このＤｕｔｙ指令に基づいてＤｕｔｙ制御される。

高力率コンバータ部１００の出力電圧であってＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の入力電圧となる平滑コンデンサ１０の電圧Vdcを、仮に一定と仮定する。その場合、負荷２への直流出力である出力電圧Voutが高い場合には、半導体スイッチ信号１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比が大きく、出力電圧Voutが低い場合には該Ｄｕｔｙ比が小さい。半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比が小さくなると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のトランス１２が、一次側から二次側へ電力を伝えている期間が短くなり、トランス１２の利用率が下がる。また、トランス１２が一次側から二次側へ電力を伝えている期間以外では、トランス１２の一次側で電流が環流し、環流期間が増大すると電力損失が増大する。

図９は、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比の違いによる平滑用リアクトル１４の電流波形の比較を示す図である。図９に示すように、平滑用リアクトル１４を流れる平均電流ｉ−ａｖを得るために、電流が穏やかに増加する電流波形ｍａの場合には、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのオン時間Δtaが長くＤｕｔｙ比が大きくなる。また、電流が急峻に増加する電流波形ｍｂの場合には、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのオン時間Δtbが短くＤｕｔｙ比が小さくなる。

式（１）から、平滑用リアクトル１４の電流増加勾配Δｉ／Δｔは、平滑用リアクトル１４の両端にかかる電圧（Vdc・Ｎ_２／Ｎ_１−Vout）を、平滑用リアクトル１４のインダクタンスＬで割った値である。
このため、電圧Vdcを仮に一定とすると、出力電圧Voutが高くなるとΔｉ／Δｔが低下し、出力電圧Voutが低くなるとΔｉ／Δｔが増加する。即ち、出力電圧Voutが低くなると、平滑用リアクトル１４の電流が急峻に増加して半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比が小さくなる。しかしながら、出力電圧Voutが低い場合であっても、電圧Vdcを低くすると、平滑用リアクトル１４の両端にかかる電圧（Vdc・Ｎ_２／Ｎ_１−Vout）の増加が抑えられΔｉ／Δｔを増加させない。

この実施の形態では、出力電圧Voutに応じて平滑コンデンサ１０の電圧Vdcを制御する。即ち、出力電圧Voutが低い場合は電圧Vdcを低くすることで、平滑用リアクトル１４の電流を常に穏やかに増加させることができ、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比を大きく維持できる。例えば平滑用リアクトル１４の両端にかかる電圧（Vdc・Ｎ_２／Ｎ_１−Vout）を適切な値で一定に制御すると、Δｉ／Δｔも一定で、平滑用リアクトル１４の電流波形も一定となり、例えば図９で示したＤｕｔｙ比の大きな電流波形ｍａが常に得られる。

次に平滑コンデンサ１０の電圧Vdcの可変制御手法について説明する。
図８で示したように、制御回路１６では、出力電圧Voutが電圧指令値Vout^＊に追従するようにＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のトランス一次側のコンバータ部１１のＤｕｔｙ指令となる駆動信号３０ｃを演算する。そして、制御回路１６は、図１０に示すように、予め設定されたＤｕｔｙ設定値と演算されたＤｕｔｙ指令との差が０に近づくようにフィードバック制御して平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を生成する。そして、図６（ａ）で示したように、平滑コンデンサ１０の電圧Vdcが、目標電圧Vdc^＊に追従するように電流指令Iin^＊を生成して高力率コンバータ部１００のインバータ回路３００を制御する。

例えば、演算されたＤｕｔｙ指令がＤｕｔｙ設定値より低い場合には、図１０に示すフィードバック制御による補正量は負の値となり、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は低下する。すると、図６（ａ）に示す高力率コンバータ部１００の制御における目標電圧Vdc^＊が低下する。このため、高力率コンバータ部１００の出力電圧であってＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の入力電圧である電圧Vdcが低くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電圧Voutが低下しようとする。すると、図８に示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のコンバータ部１１のＤｕｔｙ指令が増加する。これによりＤｕｔｙ指令がＤｕｔｙ設定値に近づく。

逆に、演算されたＤｕｔｙ指令がＤｕｔｙ設定値より高い場合には、図１０に示すフィードバック制御による補正量は正の値となり、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は増加する。すると、図６（ａ）に示す高力率コンバータ部１００の制御における目標電圧Vdc^＊が高くなって電圧Vdcが高くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電圧Voutが増加しようとする。すると、図８に示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のコンバータ部１１のＤｕｔｙ指令が低下する。これによりＤｕｔｙ指令がＤｕｔｙ設定値に近づく。

電圧指令値Vout^＊が高くなると、図８で示したようにＤｕｔｙ指令が増加するが、Ｄｕｔｙ指令がＤｕｔｙ設定値より高くなると平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は増加して、Ｄｕｔｙ指令を抑制する。逆に電圧指令値Vout^＊が低くなると平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は低下して、Ｄｕｔｙ指令が低下するのを抑制する。出力電圧Voutは電圧指令値Vout^＊に制御されるため、上述したように、出力電圧Voutが低い場合は電圧Vdcを低く、出力電圧Voutが高い場合は電圧Vdcを高く調整する制御が実現できる。

以上のように、制御回路１６は、負荷２への直流出力となるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電圧Voutに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ設定値に近づくように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整して、高力率コンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を制御する。
上述したように、トランス１２が一次側から二次側へ電力を伝えている期間が長くなる最適なＤｕｔｙ比をＤｕｔｙ設定値にすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を最適な条件で動作させることができ、トランス１２の一次側での電流の還流時間および電力の回生時間が低減できるため、電力損失を低減化できて電力変換効率を向上させ装置を小型化することが可能となる。
また、出力電圧Voutの大小にかかわらず平滑用リアクトル１４の電流増加勾配をほぼ一定に制御することができるため、平滑用リアクトル１４を小型化することが可能となる。

なお、上記実施の形態１では、負荷２への直流出力として直流出力電圧Voutを制御したが、直流出力電流Ioutを制御しても良い。この場合、図１１に示すように出力平滑用のコンデンサ１５と負荷２との間に電流センサ２２を設置して、直流出力となる出力電流Ioutを検出し、その検出値を制御装置としての制御回路１６ａに入力する。この時、制御回路１６ａは、図１２に示すように、出力電流Ioutを出力電流指令値Iout^＊と比較し、誤差を誤差増幅部１９で増幅し、ＰＷＭ制御部２０にてコンバータ部１１の半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄおよび半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃを駆動する駆動信号３０ｃ（３０ｃａ、３０ｃｂ）を出力する。これによって、負荷２への出力電流Ioutは電流指令値Iout^＊に近づくように制御される。
制御回路１６ａにおけるその他の動作は上記実施の形態１の制御回路１６と同様であり、負荷２への直流出力となるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ioutに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ設定値に近づくように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整して、高力率コンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を制御する。これにより上記実施の形態１と同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態において、電圧指令値Vout^＊が高くなると、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は増加し、電圧指令値Vout^＊が低くなると目標電圧Vdc^＊は低下することを説明したが、電圧指令値Vout^＊が変更される場合の当初の平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比が最適となるように設定しても良い。これにより、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比が最適、即ちＤｕｔｙ設定値になるように、まず電圧指令値Vout^＊に基づいて決定される。
この場合も、電圧指令値Vout^＊が高くなると、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は増加し、電圧指令値Vout^＊が低くなると目標電圧Vdc^＊は低下することになる。そして、その後は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電圧Voutに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ設定値に近づくように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整して上記実施の形態１と同様に制御する。これにより上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
なお、この場合、出力電圧Voutに応じて半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ設定値に近づくように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整する制御を省略しても、電圧指令値Vout^＊に応じて目標電圧Vdc^＊が半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比が最適になるように決定されているため、電力損失を低減化でき装置を小型化する効果を得ることが出来る。

また、自己消弧型半導体スイッチ素子である半導体スイッチ素子５ａ、５ｂ、１１ａ〜１１ｄは、ＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でもよい。またインバータ回路３００を構成する単相インバータの構成は、ダイオード６ａ、６ｂの替わりに自己消弧型半導体スイッチ素子を用いても良い。さらにインバータ回路３００は、他の回路構成でも良い。
また、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の構成は、高力率コンバータ部１００に限るものではなく、図１３に示すような構成の高力率コンバータ部１００ａを用いても良い。この場合、半導体スイッチ素子５ａ〜５ｄから成る単相インバータで構成されるインバータ回路３００ａがリアクトル４を介して交流電圧源１に接続され、その後段に、半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ８ａ、８ｂとダイオード９ａ、９ｂとが直列接続されたブリッジ回路とを備える。また、高力率コンバータ部は、交流電圧を直流電圧に変換する高力率コンバータであれば適用可能である。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の構成についても、これに限るものではなく、コンバータ部１１は、フルブリッジコンバータ回路に限らずハーフブリッジコンバータ等他の回路構成でも構わない。また、トランス１２の二次側についても、ダイオードブリッジ１３以外の整流回路を用いても良い。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
図１４は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成を示した図である。図１４に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａは、絶縁されたトランス１２の一次側に、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄを有したフルブリッジコンバータで平滑コンデンサ１０の直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部１１Ａを備える。このコンバータ部１１Ａは、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼ零電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ２３ａ〜２３ｄが接続される。また、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄとトランス１２との間の交流出力線にはリアクトル２４が接続される。
また、制御装置としての制御回路１６ｂは、高力率コンバータ部１００内の半導体スイッチ素子５ａ、５ｂおよび短絡用スイッチ８への駆動信号３０ａ、３０ｂとＤＣ／ＤＣコンバータ部２００内の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄへのＤｕｔｙ指令となる駆動信号３０ｃとを出力するが、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄへの駆動信号３０ｃは、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄがゼロ電圧スイッチングとなるように生成して出力する。その他の構成は、上記実施の形態１の図１１で示したものと同様である。

まずゼロ電圧スイッチング動作について説明する。図１５〜図１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａの動作を説明する図であり、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング状態の変化による各段階でのＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａ内の電流経路を示す。なお、ダイオードブリッジ１３は、ダイオード１３ａ〜１３ｄで示した。
図１５（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄがオン状態の時、トランス１２の一次側には、平滑コンデンサ１０→半導体スイッチ素子１１ａ→リアクトル２４→トランス１２→半導体スイッチ素子１１ｄ→平滑コンデンサ１０の経路で電流が流れる。この時、トランス１２の二次側には、トランス１２→ダイオード１３ａ→リアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオード１３ｄ→トランス１２の経路で電流が流れ、トランス１２の一次側から二次側に電力伝達が行われる。

次に、図１５（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ａがオフした時、トランスの一次側には、リアクトル２４→トランス１２→半導体スイッチ素子１１ｄ→平滑コンデンサ１０→コンデンサ２３ａ→リアクトル２４の経路と、リアクトル２４→トランス１２→半導体スイッチ素子１１ｄ→コンデンサ２３ｂ→リアクトル２４の経路とで電流が流れる。この時、半導体スイッチ素子１１ａの両端電圧はコンデンサ２３ａの作用により、電圧の上昇が遅くなり、電圧上昇する前に電流遮断が行われる。このようなスイッチングが、一般にゼロ電圧スイッチングと呼ばれるもので、スイッチング損失がほぼゼロに低減される。
また、コンデンサ２３ａとコンデンサ２３ｂとの各電圧の和は平滑コンデンサ１０の電圧に等しくなるので、コンデンサ２３ａの両端電圧の上昇とコンデンサ２３ｂの両端電圧の下降はほぼ等しくなる。また、この時、トランス１２の二次側には、リアクトル１４のエネルギによって、リアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオード１３ｂ→ダイオード１３ａ→リアクトル１４の経路、またはリアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオード１３ｄ→トランス１２→ダイオード１３ａ→リアクトル１４の経路で電流が流れる。この図１５（ｂ）に示す状態は、コンデンサ２３ａの電圧が、ほぼ平滑コンデンサ１０の電圧に等しくなり、コンデンサ２３ｂの電圧がほぼゼロになるまで継続する。

次いで、コンデンサ２３ａの電圧が、ほぼコンデンサ１０の電圧に等しくなり、コンデンサ２３ｂの電圧がほぼゼロになると、図１５（ｃ）に示すように、トランス１２の一次側には、リアクトル２４→トランス１２→半導体スイッチ素子１１ｄ→半導体スイッチ素子１１ｂの逆並列ダイオード→リアクトル２４の経路で電流が流れる。

次に図１６（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ｂがオンして半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｄがオン状態になると、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄがＩＧＢＴなど逆方向に電流が流れない素子の場合、図１５（ｃ）の場合と電流の流れる経路は変わらない。この時、半導体スイッチ素子１１ｂの両端にかかる電圧（コンデンサ２３ｂの電圧）はほぼゼロで、ゼロ電圧スイッチングとなり、半導体スイッチ素子１１ｂのスイッチング損失はほぼゼロである。

次に図１６（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ｄをオフすると、トランス１２の一次側には、リアクトル２４→トランス１２→コンデンサ２３ｄ→半導体スイッチ素子１１ｂの逆並列ダイオード→リアクトル２４の経路と、リアクトル２４→トランス１２→コンデンサ２３ｃ→平滑コンデンサ１０→半導体スイッチ素子１１ｂの逆並列ダイオード→リアクトル２４の経路とで電流が流れる。この時、半導体スイッチ素子１１ｄは、コンデンサ２３ｄの作用により、両端電圧が電圧上昇する前に電流遮断が行われるゼロ電圧スイッチングとなる。そして、コンデンサ２３ｃの電圧がほぼゼロに低下し、コンデンサ２３ｄの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧にほぼ等しくなるまで、図１６（ｂ）に示す状態で電流が流れる。

次いで、コンデンサ２３ｃの電圧がほぼゼロに低下し、コンデンサ２３ｄの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧にほぼ等しくなると、１６（ｃ）に示すように、トランス１２の一次側には、リアクトル２４→トランス１２→半導体スイッチ素子１１ｃの逆並列ダイオード→平滑コンデンサ１０→半導体スイッチ素子１１ｂの逆並列ダイオード→リアクトル２４の経路で電流が流れる。

次に図１７（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ｃがオンして半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃがオン状態になると、トランス１２およびリアクトル２４には逆方向の電圧が印加され、トランス１２の一次側では、平滑コンデンサ１０→半導体スイッチ素子１１ｃ→トランス１２→リアクトル２４→半導体スイッチ素子１１ｂ→平滑コンデンサ１０の経路で電流が流れる。この時、トランス１２の二次側には、トランス１２→ダイオード１３ｃ→リアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオード１３ｂ→トランス１２の経路で電流が流れ、トランス１２の一次側から二次側に電力伝達が行われる。この時、半導体スイッチ素子１１ｃは両端電圧がほぼゼロの状態でオンするゼロ電圧スイッチングとなりスイッチング損失がほぼ発生しない。

次に、図１７（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ｂがオフした時、トランスの一次側には、リアクトル２４→コンデンサ２３ｂ→平滑コンデンサ１０→半導体スイッチ素子１１ｃ→トランス１２→リアクトル２４の経路と、リアクトル２４→コンデンサ２３ａ→半導体スイッチ素子１１ｃ→トランス１２→リアクトル２４の経路とで電流が流れる。この時、半導体スイッチ素子１１ｂは、コンデンサ２３ｂの作用により、両端電圧が電圧上昇する前に電流遮断が行われるゼロ電圧スイッチングとなる。
また、この時、トランス１２の二次側には、リアクトル１４のエネルギによって、リアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオード１３ｄ→ダイオード１３ｃ→リアクトル１４の経路、またはリアクトル１４→コンデンサ１５→ダイオード１３ｂ→トランス１２→ダイオード１３ｃ→リアクトル１４の経路で電流が流れる。そして、コンデンサ２３ａの電圧がほぼゼロに低下し、コンデンサ２３ｂの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧にほぼ等しくなるまで、図１７（ｂ）に示す状態で電流が流れる。

次いで、コンデンサ２３ａの電圧がほぼゼロに低下し、コンデンサ２３ｂの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧にほぼ等しくなると、図１７（ｃ）に示すように、トランス１２の一次側には、リアクトル２４→半導体スイッチ素子１１ａの逆並列ダイオード→半導体スイッチ素子１１ｃ→トランス１２→リアクトル２４の経路で電流が流れる。

次に図１８（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ａがオンして半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｃがオン状態になると、図１７（ｃ）の場合と電流の流れる経路は変わらない。この時、半導体スイッチ素子１１ａの両端にかかる電圧（コンデンサ２３ａの電圧）はほぼゼロで、ゼロ電圧スイッチングとなり、半導体スイッチ素子１１ａのスイッチング損失はほぼゼロである。

次に図１８（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１１ｃをオフすると、トランス１２の一次側には、リアクトル２４→半導体スイッチ素子１１ａの逆並列ダイオード→コンデンサ２３ｃ→トランス１２→リアクトル２４の経路と、リアクトル２４→半導体スイッチ素子１１ａの逆並列ダイオード→平滑コンデンサ１０→コンデンサ２３ｄ→トランス１２→リアクトル２４の経路とで電流が流れる。この時、半導体スイッチ素子１１ｃは、コンデンサ２３ｃの作用により、両端電圧が電圧上昇する前に電流遮断が行われるゼロ電圧スイッチングとなる。そして、コンデンサ２３ｄの電圧がほぼゼロに低下し、コンデンサ２３ｃの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧にほぼ等しくなるまで、図１８（ｂ）に示す状態で電流が流れる。

次いで、コンデンサ２３ｄの電圧がほぼゼロに低下し、コンデンサ２３ｃの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧にほぼ等しくなると、１８（ｃ）に示すように、トランス１２の一次側には、リアクトル２４→半導体スイッチ素子１１ａの逆並列ダイオード→平滑コンデンサ１０→半導体スイッチ素子１１ｄの逆並列ダイオード→トランス１２→リアクトル２４となる。その後、半導体スイッチ素子１１ｄがオンして図１５（ａ）の状態に戻る。

上述したような半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのゼロ電圧スイッチングの為の条件について以下に示す。
各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのゼロ電圧スイッチングの際には、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄに並列接続されたコンデンサ２３ａ〜２３ｄが作用する。各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのゼロ電圧スイッチングが成立するためには、スイッチングにおけるデッドタイム期間中にコンデンサ２３ａ〜２３ｄの電圧が平滑コンデンサ１０の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下することが条件である。
コンデンサ２３ａ〜２３ｄの電圧はリアクトル２４の電流によって変化するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａの出力電力が小さい場合、すなわちリアクトル２４の電流が低下すると、上記成立条件を満たさず各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄがゼロ電圧スイッチングできなくなることがある。

このため、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄが上記成立条件を満たしてゼロ電圧スイッチングできるように、リアクトル２４の電流に応じて平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を変化させる。即ち、リアクトル２４の電流が小さくゼロ電圧スイッチングできない場合は、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を低下させる。ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａの出力電力が同じ場合、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を低下させて電圧Vdcを低下させ、それにより出力電圧Voutが低下すると、その分リアクトル２４の電流が増加する。すると、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチングにおけるデッドタイム期間中にコンデンサ２３ａ〜２３ｄの電圧変化が大きくなるため、ゼロ電圧スイッチングが成立しやすくなる。また、平滑コンデンサ１０の電圧が低くなることによっても、ゼロ電圧スイッチングが成立しやすくなる。

この実施の形態においても上記実施の形態１と同様に、制御回路１６ｂは、図６（ａ）、図６（ｂ）に示したように、高力率コンバータ部１００を制御する。また、図８あるいは図１２に示したように、直流出力となる出力電圧Voutあるいは出力電流Ioutが、指令値に追従するように各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄをＤｕｔｙ制御してＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａを制御するが、その際に、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄは図１５〜図１８で示したようにスイッチング動作させる。そして、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整することにより、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのゼロ電圧スイッチングを可能にする。
これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａ内の半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング損失を格段と低下させることができ、電力変換装置の電力損失を低減化できて電力変換効率を向上させる。

なお、トランス１２一次側のコンバータ部１１の交流出力線に接続されたリアクトル２４は、トランス１２の漏れインダクタンスで兼ねても良い。
また、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄをＭＯＳＦＥＴで構成した場合には逆並列ダイオードに電流を通過させない同期整流動作をさせても良い。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａを図１９で示すような回路構成としても良い。図１９に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａ内のコンバータ部１１Ａにおいて、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄに直列に逆導通防止用ダイオード２５ａ〜２５ｄを接続し、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄと逆導通防止用ダイオード２５ａ〜２５ｄとの直列回路に並列に逆並列ダイオード２６ａ〜２６ｄを接続する。この場合、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄには順方向電流のみを流し、逆方向電流は逆並列ダイオード２６ａ〜２６ｄ側に流す。その他の構成は上記実施の形態２の図１４で示したものと同様である。

また、この実施の形態で示した回路構成の電力変換装置において、上記実施の形態１で示したような制御を行って、その際に、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄを図１５〜図１８で示したようにスイッチング動作させ、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄをゼロ電圧スイッチングさせても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａの直流出力に応じて、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ設定値に近づくように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊が調整される。上述したように、Ｄｕｔｙ設定値は比較的大きなＤｕｔｙ比の値が設定されるため、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊は比較的低く抑えられる。このため、リアクトル２４の電流も比較的高い状態を維持でき、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのゼロ電圧スイッチングが実現できる。この場合、上記実施の形態１と同様の効果が得られ、さらに半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング損失を格段と低下させることができ、電力変換効率をさらに向上させる。

実施の形態３．
上記実施の形態２では、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄをゼロ電圧スイッチングしてスイッチング損失をほぼ０にしたが、この実施の形態３では、完全なゼロ電圧ではなく微小電圧を許容して各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄをスイッチングする。なお、電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態２と同様である（図１４、図１９参照）。
図２０は、この実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａの半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄでの電力損失を説明する図である。図に示すように、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄでは、スイッチング時のスイッチング損失と導通時の導通損失との合計の電力損失が発生する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａの出力電力が小さい時には、リアクトル２４に流れる電流が小さくなる。このため、例えば半導体スイッチ素子１１ａがオンからオフになり、切替えデッドタイム期間後に半導体スイッチ素子１１ｂがオンするまでに、コンデンサ２３ｂの電圧がゼロまで下りきらないとすると、このコンデンサ２３ｂの残電圧分のエネルギが半導体スイッチ素子１１ｂでのスイッチング損失となる。
上述したように、平滑コンデンサ１０の直流電圧Vdcを低下させてリアクトル２４に流れる電流を増加させることにより、半導体スイッチ素子１１ａと半導体スイッチ素子１１ｂとの切替えデッドタイム期間中にコンデンサ２３ｂの電圧がゼロになるように動作させることができる。その際に、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチングはゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はほぼゼロとなるが、リアクトル２４に流れる電流、即ち半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄに流れる電流が増加するために、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄの導通損失は増加する。

そこで、この実施の形態３では、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄの導通損失とスイッチング損失との合算値である電力損失が小さくなるように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整する。これは、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄの電力損失が最小となるような平滑コンデンサ１０の電圧Vdcを予め求め、その電圧値を目標電圧Vdc^＊に用いても良い。
これにより、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチングは完全なゼロ電圧スイッチングにはならないが、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄの導通損失が低減でき、導通損失とスイッチング損失との合算値である電力損失をより低減する事ができる。このため、より低損失な電力変換装置を構成できる。

なお、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄの電力損失が予め設定された所定値以下となるように、目標電圧Vdc^＊を設定しても良い。例えば、予め設定された所定値を、ゼロ電圧スイッチング時の導通損失分の値とすると、導通損失とスイッチング損失との合算値である電力損失を低減できる。
また、図２１に示すように、制御回路１６ｂに電力損失制御部を設けても良い。この場合、制御回路１６ｂにて、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄの導通損失とスイッチング損失との合算値である電力損失を演算し、該電力損失が小さくなるように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を電力損失制御部が調整する。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について説明する。
図２２は、この発明の実施の形態４による電力変換装置のＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｂの回路構成を示した図である。図２２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｂは、絶縁されたトランス１２の一次側に、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄを有したフルブリッジコンバータで平滑コンデンサ１０の直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部１１を備える。このコンバータ部１１は、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング時に素子に流れる電流がほぼ零にできるゼロ電流スイッチング回路であり、半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄとトランス１２との間の交流出力線に、リアクトル２７ａとコンデンサ２７ｂとの直列回路２７（以下、ＬＣ共振回路２７と称す）が接続される。その他の構成は、上記実施の形態１の図１１で示したものと同様である。

まずゼロ電流スイッチング動作について図２３に示す各部の波形図に基づいて説明する。
半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄの同時オンおよび半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃの同時オンの際、トランス１２の一次側にはＬＣ共振回路２７のＬＣ共振効果により図２３に示すように正弦波状の電流が流れる。半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄおよび半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃのオンオフタイミングをこの電流波形のゼロクロスに同期させることによって、ゼロ電流スイッチングが実現できる。半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄの同時オンで正極性の電流が流れ、半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄがオンからオフし、その後半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃがオンする。すると、今度は逆極性の電流が流れる。

この実施の形態においても上記実施の形態１と同様に、制御回路１６は、図６（ａ）、図６（ｂ）に示したように、高力率コンバータ部１００を制御する。また、図８あるいは図１２に示したように、直流出力となる出力電圧Voutあるいは出力電流Ioutが、指令値に追従するように半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄおよび半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃを駆動するＤｕｔｙ指令となる駆動信号３０ｃ（３０ｃａ、３０ｃｂ）を出力してＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ａを制御する。そして、図１０に示すように、予め設定されたＤｕｔｙ設定値と演算されたＤｕｔｙ指令との差が０に近づくようにフィードバック制御して平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整する。なお、図２３において、第１の駆動信号は、半導体スイッチ素子１１ａ、１１ｄへの駆動信号３０ｃａであり、第２の駆動信号は、半導体スイッチ素子１１ｂ、１１ｃへの駆動信号３０ｃｂである。また、この場合のＤｕｔｙ設定値は、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄがゼロ電流スイッチングを実現できる値である。

各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄがゼロ電流スイッチングする際、トランス１２の巻き数比およびＬＣ共振回路２７の定数によってスイッチング周波数および出力電圧が決定される。出力電圧を変更する際に、仮に、図２４（ａ）に示すように、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのオン時間、即ちＤｕｔｙ比を変更して出力電圧を低下させると、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチングタイミングが電流ゼロ点からずれる。すると、ゼロ電流スイッチングが成立しない。
この実施の形態では、ゼロ電流スイッチング動作が成り立つようなＤｕｔｙ設定値を設定して、負荷２への直流出力に応じて平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整する。これにより、図２４（ｂ）に示すように、ゼロ電流スイッチングを実現したまま出力電圧の低減が可能となる。
このため、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのゼロ電流スイッチングを維持して出力電圧を可変させることができるため、スイッチング損失が格段と低減でき、電力変換装置の電力損失を低減化できて電力変換効率を向上させる。

なお、上記実施の形態２〜４で示したような各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄのスイッチング時の損失がほぼ無くなる、あるいは微小であるスイッチングはソフトスイッチングと称し、上記実施の形態２〜４は、各半導体スイッチ素子１１ａ〜１１ｄがソフトスイッチングできるように、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整するものである。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５について説明する。
上記実施の形態１〜４で示した電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、トランス１２によって一次側と二次側とが絶縁されていたが、この実施の形態では非絶縁回路で構成されるものを説明する。図２５は、この発明の実施の形態５による電力変換装置の回路構成を示した図である。図２５に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃは、半導体スイッチ素子２８とダイオード２９と平滑用リアクトル１４と平滑用のコンデンサ１５とを備えた一般的な降圧チョッパで構成される。
また、制御回路１６ｃは、高力率コンバータ部１００内の半導体スイッチ素子５ａ、５ｂおよび短絡用スイッチ８への駆動信号３０ａ、３０ｂとＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃ内の半導体スイッチ素子２８へのＤｕｔｙ指令となる駆動信号３０ｄとを出力する。
その他の構成は、上記実施の形態１の図１１で示したものと同様である。

この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、図１０に示すように、予め設定されたＤｕｔｙ設定値と演算されたＤｕｔｙ指令との差が０に近づくようにフィードバック制御して平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整する。また、図６（ａ）、図６（ｂ）に示したように、高力率コンバータ部１００を制御し、図８に示したように、直流出力となる出力電圧Voutが出力電圧指令値Vout^＊に追従するように半導体スイッチ素子２８を駆動するＤｕｔｙ指令となる駆動信号３０ｄを出力してＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃを制御する。

このように、制御回路１６ｃは、負荷２への直流出力となるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃの出力電圧Voutに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃの半導体スイッチ素子２８のＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ設定値に近づくように平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整して、高力率コンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃを制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃを損失が少ない最適な条件で動作させるＤｕｔｙ比をＤｕｔｙ設定値にすることで、上記実施の形態１と同様に、電力損失を低減化できて電力変換効率を向上させ装置を小型化する効果が得られる。
また、出力電圧Voutの大小にかかわらず平滑用リアクトル１４の電流増加勾配をほぼ一定に制御することができるため、平滑用リアクトル１４を小型化することが可能となる。

またこの場合も、電圧指令値Vout^＊が変更される際の平滑コンデンサ１０の当初の目標電圧Vdc^＊を半導体スイッチ素子２８のＤｕｔｙ比が最適になるように決定しても良い。

さらに、出力電圧Voutに応じて平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊を調整する制御を省略しても、電圧指令値Vout^＊に応じて目標電圧Vdc^＊が決定されているため、電力損失を低減化でき装置を小型化する効果を得ることが出来る。
例えば、半導体スイッチ素子２８のＤｕｔｙ比が１００％の時には、半導体スイッチ素子２８は常時オンとなり、半導体スイッチ素子２８および平滑用リアクトル１４での電圧降下を無視すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃの出力電圧Voutは、入力電圧Vdc（平滑コンデンサ１０の電圧）と等しくなる。従って、平滑コンデンサ１０の目標電圧Vdc^＊をVdc^＊＝Vout^＊にすることで半導体スイッチ素子２８のＤｕｔｙ比が１００％となり、半導体スイッチ素子２８はスイッチング損失が発生しない。
ところが、高力率コンバータ部１００の出力用の平滑コンデンサ１０の電圧Vdcの可変範囲は、交流電圧源１の電圧Vinによって決定される。このため、出力電圧Vout^＊が平滑コンデンサ１０の電圧Vdcの可変範囲以下の場合、高力率コンバータ部１００は平滑コンデンサ１０の電圧Vdcの可変範囲の下限値にVdc^＊を設定し、残りの差分はＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃの半導体スイッチ２８のＤｕｔｙ制御によって、コンデンサ１５の電圧Voutを電圧指令値Vout^＊に追従させる。

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃのダイオード２９に替えてＭＯＳＦＥＴを用いて同期整流にて制御しても良い。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００ｃは一般的な降圧チョッパで構成された例を示したが、回路構成はこれに限るものではなく、昇圧チョッパや昇降圧チョッパなど、他の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでも良い。

Claims (13)

1. 交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、
   上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑コンデンサと、
   半導体スイッチ素子を備えて上記平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に接続するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
   交流の力率を制御しつつ上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が直流電圧目標値に追従するように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御すると共に、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部と上記負荷との間の直流入出力が指令値に追従するように上記半導体スイッチ素子へのＤｕｔｙ指令を演算して該半導体スイッチ素子のＤｕｔｙ制御により上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する制御装置とを備え、
   上記制御装置は、上記Ｄｕｔｙ指令が予め設定された設定値に近づくように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する
   電力変換装置。
2. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、絶縁されたトランスと、該トランスの一端に接続され、上記半導体スイッチ素子を複数個有して上記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部と、上記トランスの他端に接続された整流回路とを備える請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、上記半導体スイッチ素子がソフトスイッチングできるように構成され、
   上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部の上記半導体スイッチ素子がソフトスイッチングするように上記Ｄｕｔｙ指令の上記設定値が設定され、
   上記制御装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を上記半導体スイッチ素子のソフトスイッチングを用いて制御する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部は、
   複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、上記各単相インバータの出力電圧の総和を上記交流電圧に重畳するインバータ回路と、 スイッチを有して該インバータ回路に接続されたブリッジ回路とを備える請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記制御装置は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記ブリッジ回路を制御すると共に、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧を上記直流電圧目標値に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御する請求項４に記載の電力変換装置。
6. 交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、
   上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑コンデンサと、
   半導体スイッチ素子を備えて上記平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に接続するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
   交流の力率を制御しつつ上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が直流電圧目標値に追従するように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御すると共に、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部と上記負荷との間の直流入出力が指令値に追従するように上記半導体スイッチ素子へのＤｕｔｙ指令を演算して該半導体スイッチ素子のＤｕｔｙ制御により上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する制御装置とを備え、
   上記制御装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の上記半導体スイッチ素子がソフトスイッチングできるように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する
   電力変換装置。
7. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、絶縁されたトランスと、該トランスの一端に接続され、上記半導体スイッチ素子を複数個有して上記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部と、上記トランスの他端に接続された整流回路とを備え、
   上記コンバータ部は、上記各半導体スイッチ素子に並列接続されたコンデンサと、交流線に接続されたリアクトルとを備え、
   上記制御装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の上記複数の半導体スイッチ素子が零電圧スイッチングするように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する請求項６に記載の電力変換装置。
8. 上記制御装置は、上記リアクトルを流れる電流に基づいて上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する請求項７に記載の電力変換装置。
9. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、絶縁されたトランスと、該トランスの一端に接続され、上記半導体スイッチ素子を複数個有して上記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部と、上記トランスの他端に接続された整流回路とを備え、
   上記コンバータ部は、上記各半導体スイッチ素子に並列接続されたコンデンサと、交流線に接続されたリアクトルとを備え、
   上記制御装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の上記複数の半導体スイッチ素子の電力損失が小さくなるように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する請求項６に記載の電力変換装置。
10. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、絶縁されたトランスと、該トランスの一端に接続され、上記半導体スイッチ素子を複数個有して上記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するコンバータ部と、上記トランスの他端に接続された整流回路とを備え、
    上記コンバータ部は、交流線に接続されたリアクトルとコンデンサとの直列回路を備え、
    上記制御装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の上記複数の半導体スイッチ素子が零電流スイッチングするように上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する請求項６に記載の電力変換装置。
11. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部の上記複数の半導体スイッチ素子が零電流スイッチングするように上記Ｄｕｔｙ指令の設定値が設定され、
    上記制御装置は、上記Ｄｕｔｙ指令が上記設定値に近づくように、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の上記直流電圧目標値を調整する請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部は、
    複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、上記各単相インバータの出力電圧の総和を上記交流電圧に重畳するインバータ回路と、 スイッチを有して該インバータ回路に接続されたブリッジ回路とを備える請求項６から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 上記制御装置は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記ブリッジ回路を制御すると共に、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧を上記直流電圧目標値に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御する請求項１２に記載の電力変換装置。

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