JP5962717B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、絶縁機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来知られているＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング回路によって直流電力を交流電力に変換し、変圧器を用いてこれを変圧し、整流回路によってこれを直流電力に変換して出力する装置である。扱う電力が大きい場合には、フルブリッジ回路が用いられることが一般的である。このフルブリッジ回路では、二対の直列接続されたスイッチング素子の上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子が交互に駆動する。つまり、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とが、相互に逆のオン・オフ駆動を行う。しかし、スイッチング素子のターンオン・ターンオフ時にハードスイッチングとなって大きなスイッチング損失が発生し、効率が悪かった。

そこで、スイッチング損失を低減し効率の改善を図ったＤＣ−ＤＣコンバータが特許文献１に開示されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ回路を構成する一方の直列接続されたスイッチング素子のオン・オフ駆動と、他方の直列接続されたスイッチング素子のオン・オフ駆動との位相をずらして行う。これによりゼロ電圧スイッチングが可能となり、スイッチング損失の低減を図ることができるというものである。この制御方式をフェーズシフト方式という。

また、特許文献２には共振型の回路において、負荷が軽くなった時にフルブリッジ回路の１組のスイッチの片方を継続オン、片方を継続オフすることによって、効率向上と出力リプルの低減を図ることが開示されている。

特開２００３−４７２４５号公報 特開２００３−３２４９５６号公報

フェーズシフト方式のフルブリッジ回路は負荷への電力供給量が多い時にはゼロ電圧スイッチングが可能であるが、負荷への電力供給量が少ない時には、回路を流れる電流が少なく、スイッチング素子の寄生容量の充放電に要する時間が長くなる。この充放電が不十分なままスイッチング素子がターンオンすると、ハードスイッチングとなり、スイッチング損失が増大して効率が低下する問題があった。

また、フェーズシフト方式のフルブリッジ回路ではスイッチング素子の寄生容量の充放電を利用しているのに対し、共振型の回路は周波数制御であり、動作原理がそもそも異なるため、解決すべき課題が共通であっても、共振型の回路に適用できる技術をフェーズシフト方式の回路に適用することはできない。

本発明の目的は、負荷への電力供給量に関わらず高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

また、本発明の目的は、負荷への電力供給量に関わらず、負荷への高効率な電力供給を可能とする車両を提供することである。

上記目的を達成するために本発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線とを磁気結合させたトランスと、直流端子間に直流電源が接続され、かつ交流端子間に前記１次巻線が接続されたスイッチング回路と、前記直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、前記２次巻線から入力した電力を整流して直流負荷に供給する整流回路と、前記直流負荷に並列接続された第２の平滑コンデンサとを備え、前記スイッチング回路は、第１，第２の逆並列ダイオードがそれぞれ並列接続された第１，第２のスイッチング素子を備え、前記第１，第２のスイッチング素子のそれぞれと並列にコンデンサ成分を有するものであって、前記第１，第２のスイッチング素子をオフ状態とするモードを有し、前記モードでは、前記第２の逆並列ダイオードの順方向に電流が流れるように構成され、その後、前記第２のスイッチング素子がオフ状態のまま前記第２の逆並列ダイオードの逆方向に逆回復電流が流れ、前記逆回復電流が前記直流端子の正極から前記第２の逆並列ダイオードと前記１次巻線とを介して前記直流端子の負極へ流れるように構成される。

また本発明に掛かる車両は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを搭載したことを特徴とする。

本発明によれば、負荷への電力供給量に関わらず高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

また、本発明によれば、負荷への電力供給量に関わらず、負荷への高効率な電力供給を可能とする車両を提供することができる。

本発明の実施例１によるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 実施例１の動作モードの切り替えを説明する図。 実施例１の所定値Ｐｔｈの決定方法を説明する図。 実施例１の２つの所定値Ｐｔｈ１，２による動作モードの切り替えを説明する図。 実施例１の軽負荷モードＭ２における動作を説明する電圧・電流波形図。 図５に示す期間（ａ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードａ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｂ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｂ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｃ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｃ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｄ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｄ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｅ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｅ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｆ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｆ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｇ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｇ）を説明する回路図。 図５に示す期間（ｈ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｈ）を説明する回路図。 実施例１の軽負荷モードＭ２における別の動作を説明する電圧波形図。 本発明の実施例２によるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例３によるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 従来の電気自動車の電源システムの概要構成図。 本発明の実施例４による電気自動車の電源システムの概要構成図。

本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下の説明において、オン状態のスイッチング素子の電圧またはそのスイッチング素子と並列に接続された逆並列ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼称し、スイッチング素子に印加された電圧がゼロ電圧の状態でこのスイッチング素子のオンとオフを切り替えてスイッチング損失を低減することをゼロ電圧スイッチング又はソフトスイッチングと呼称する。

図１は、本発明の実施例１によるＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源Ｖ１の電圧を変圧して電力を負荷Ｒ１に供給する。なお、直流電源Ｖ１は力率改善回路などの他のコンバータの出力と置き換えても良い。

図１において、フルブリッジ回路２の直流端子Ａ−Ａ′間には、直流電源Ｖ１と平滑コンデンサＣ１が接続されている。整流回路７の直流端子Ｂ−Ｂ′間には平滑コンデンサＣ２と負荷Ｒ１が接続されている。フルブリッジ回路２の交流端子Ｃ−Ｃ′間には１次巻線Ｎ１が接続され、整流回路７の交流端子Ｄ−Ｄ′間には２次巻線Ｎ２が接続される。この１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とはトランス６によって磁気結合されている。フルブリッジ回路２は、第１，第２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続した第１のスイッチングレッグ３と、第３，第４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続した第２のスイッチングレッグ４とで構成される。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、それぞれ逆並列ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４が接続されている。ここで、これらのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、逆並列ダイオードとしてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用することができる。またスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は寄生容量ＣＳ１〜ＣＳ４を有している。このとき、コンデンサとしてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に並列にスナバコンデンサを接続してもよい。図１では一例としてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４はＩＧＢＴとしている。フルブリッジ回路２の交流端子間と１次巻線Ｎ１との間にリアクトルＬｒが直列に挿入される。ここで、リアクトルＬｒにはトランス６の漏れインダクタンスを利用してもよい。

整流回路７は２つの平滑リアクトルＬ１，Ｌ２と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２で構成されている。２次巻線Ｎ２の一端に平滑リアクトルＬ１の一端とダイオードＤ２のカソードが接続され、２次巻線Ｎ２の他端に平滑リアクトルＬ２の一端とダイオードＤ１のカソードが接続されている。平滑リアクトルＬ１，Ｌ２の他端は平滑コンデンサＣ２の一端に、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードは平滑コンデンサＣ２の他端に接続される。ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２のかわりにスイッチング素子を用いることもできる。この場合、同期整流方式を採用することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率をさらに高めることができる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷Ｒ１への電力供給量に応じて、スイッチング素子の動作モードを切り替えることが特徴である。図２を用いて、動作モードの切り替えについて説明する。

図２は動作モードの切り替えを説明する図である。出力電力Ｐｏｕｔは電流センサ８で検出した出力電流と、電圧センサ９で検出した出力電圧との積である。Ｐｔｈは動作モードを切り替えるために設けた所定値である。出力電力Ｐｏｕｔが所定値Ｐｔｈ以上の場合は、制御手段５は第１のモードである重負荷モードＭ１としてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動する。この際フェーズシフト方式によってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動すると、ゼロ電圧スイッチングが可能である。出力電力Ｐｏｕｔが所定値Ｐｔｈ以下になると、第２のモードである軽負荷モードＭ２へ移行する。制御手段５はスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４をオフ状態で停止させ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のみ駆動する。制御手段５はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の駆動周波数を制御することで、出力電力を制御する。なお同図において、グラフの下段にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動する駆動信号を記載しているが、Ｈｉｇｈ側がＯＮ信号、Ｌｏｗ側がＯＦＦ信号を表している。

図３は、所定値Ｐｔｈの決定方法を説明する図である。点線で示したＰｌｏｓｓ−Ｐｏｕｔ直線は、重負荷モードＭ１で動作させたときの各出力電力Ｐｏｕｔにおける損失を、実線で示したＰｌｏｓｓ−Ｐｏｕｔ直線は、軽負荷モードＭ２で動作させたときの各出力電力Ｐｏｕｔにおける損失を示すものである。このように、出力電力Ｐｏｕｔの大きさにより、損失Ｐｌｏｓｓが小さい動作モードＭ１，Ｍ２を選択するように、所定値Ｐｔｈを決めればよい。理論的には点線と実線の交点をＰｔｈとすることで最も効率が良くなることになる。もちろん、所定値Ｐｔｈは任意に設定できるようにしてもよい。

ここで、出力電力Ｐｏｕｔが所定値Ｐｔｈと同程度の大きさのときに、重負荷モードＭ１と軽負荷モードＭ２との間で頻繁に切り替わる場合がある。このような場合には、図４に示すように重負荷モードＭ１から軽負荷モードＭ２へ切り替える所定値Ｐｔｈ１と、軽負荷モードＭ２から重負荷モードＭ１へ切り替える所定値Ｐｔｈ２とをそれぞれ定めることにより解決できる場合がある。所定値Ｐｔｈ１とＰｔｈ２の差は本技術を適用する製品によって効率と切り替え頻度の兼ね合いから選択決定するのがよい。

次に、図５から図１３を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ１の軽負荷モードＭ２における回路動作を説明する。重負荷モードＭ１の回路動作は、従来のフェーズシフト方式を適用できるので省略する。図５はＤＣ−ＤＣコンバータ１の軽負荷モードＭ２における動作を説明する電圧・電流波形図である。まず図５における電圧波形を説明する。Ｓ１駆動信号〜Ｓ４駆動信号はそれぞれ制御手段５がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ出力する駆動信号波形を表している。同図においてもスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ出力する駆動信号波形がＨｉｇｈとなったときにＯＮされ、ＬｏｗとなったときにＯＦＦされるものである。Ｔ１電圧は１次巻線Ｎ１の一端側のノードＴ１の電圧の電圧波形を、Ｔ２電圧は１次巻線Ｎ１の他端側のノードＴ２の電圧の電圧波形を表し、Ｔ１−Ｔ２間電圧はＴ１電圧からＴ２電圧を差し引いた電圧波形を表す。次に図５における電流波形を説明する。
Ｓ１電流，Ｓ２電流はそれぞれスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間電流を表す。ＣＳ１電流〜ＣＳ４電流はそれぞれ寄生容量ＣＳ１〜ＣＳ４を流れる電流波形を表す。ＣＳ１電流〜ＣＳ４電流は、それぞれ寄生容量ＣＳ１〜ＣＳ４において、スイッチング素子のドレインに接続されている寄生容量の一端から、スイッチング素子のソースに接続されている寄生容量の他端へと流れる方向を正とし、正電流を充電電流、負電流を放電電流と呼称する。ＤＳ１電流〜ＤＳ４電流はそれぞれ逆並列ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４を流れる電流波形を表す。ＤＳ１電流〜ＤＳ４電流は、それぞれ逆並列ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４において、アノードからカソードへ流れる方向を正としている。なお、図５において各点線で区切った期間（ａ）〜（ｈ）は以下で説明する（モードａ）〜（モードｈ）とそれぞれ対応している。軽負荷モードＭ２では（モードａ）〜（モードｈ）全てのモードにわたって、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の駆動信号はオフとなっている。

（モードａ）
図６は図５に示す期間（ａ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードａ）を説明する回路図である。スイッチング素子Ｓ１をターンオンする。スイッチング素子Ｓ１の両端電圧は逆並列ダイオードＤＳ１が導通していたことによりゼロ電圧となっており、スイッチング素子Ｓ１はゼロ電圧スイッチングとなる。その後リアクトルＬｒを流れる電流がゼロに達すると、逆並列ダイオードＤＳ４に逆回復するまでの電流である逆回復電流が流れ、リアクトルＬｒを流れる電流は、正の方向に増大していく。その後、逆並列ダイオードＤＳ４が逆回復すると、スイッチング素子Ｓ１を通る電流は寄生容量ＣＳ４の充電電流と寄生容量ＣＳ３の放電電流となる。

（モードｂ）
図７は図５に示す期間（ｂ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｂ）を説明する回路図である。寄生容量ＣＳ３の放電によって、逆並列ダイオードＤＳ３の両端電圧は減少し、ゼロ電圧を交差すると逆並列ダイオードＤＳ３は導通する。逆並列ダイオードＤＳ３が導通すると、寄生容量ＣＳ３の放電電流と、寄生容量ＣＳ４の充電電流は流れなくなる。逆並列ダイオードＤＳ３を流れた電流はスイッチング素子Ｓ１とリアクトルＬｒ、１次巻線Ｎ１を通って逆並列ダイオードＤＳ３へと戻る。この経路を流れる電流は徐々に増加していく。

（モードｃ）
図８は図５に示す期間（ｃ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｃ）を説明する回路図である。スイッチング素子Ｓ１をターンオフする。逆並列ダイオードＤＳ３を流れる電流は寄生容量ＣＳ１への充電電流と、寄生容量ＣＳ２の放電電流となる。寄生容量ＣＳ２の放電により、ノードＴ１の電圧は減少するが、ノードＴ２の電圧は逆並列ダイオードＤＳ３が導通しているため直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を維持する。これによってノードＴ１−ノードＴ２間の電圧は負の方向へ拡大していく。

（モードｄ）
図９は図５に示す期間（ｄ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｄ）を説明する回路図である。寄生容量ＣＳ２の放電によって、逆並列ダイオードＤＳ２の両端電圧は減少し、ゼロ電圧を交差すると逆並列ダイオードＤＳ２は導通する。逆並列ダイオードＤＳ２が導通すると、寄生容量ＣＳ２の放電電流と、寄生容量ＣＳ１の充電電流は流れなくなる。逆並列ダイオードＤＳ２を流れた電流はリアクトルＬｒ，１次巻線Ｎ１を通り、逆並列ダイオードＤＳ３を通って逆並列ダイオードＤＳ２へと戻る。この経路を流れる電流は徐々に減少していく。

（モードｅ）
図１０は図５に示す期間（ｅ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｅ）を説明する回路図である。スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。スイッチング素子Ｓ２の両端電圧は逆並列ダイオードＤＳ２が導通していたことによりゼロ電圧となっており、スイッチング素子Ｓ２はゼロ電圧スイッチングとなる。その後リアクトルＬｒを流れる電流がゼロに達すると、逆並列ダイオードＤＳ３に逆回復するまでの電流である逆回復電流が流れ、リアクトルＬｒを流れる電流は、負の方向に増大していく。その後、逆並列ダイオードＤＳ３が逆回復すると、スイッチング素子Ｓ２を通る電流は寄生容量ＣＳ３の充電電流と寄生容量ＣＳ４の放電電流となる。ノードＴ２の電圧は寄生容量ＣＳ４の放電により減少するが、ノードＴ１の電圧はスイッチング素子Ｓ２が導通していることによりゼロ電圧を維持している。これによってノードＴ１−ノードＴ２間の電圧はゼロに近づいていく。

（モードｆ）
図１１は図５に示す期間（ｆ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｆ）を説明する回路図である。寄生容量ＣＳ４の放電によって、逆並列ダイオードＤＳ４の両端電圧は減少し、ゼロ電圧を交差すると逆並列ダイオードＤＳ４は導通する。逆並列ダイオードＤＳ４が導通すると、寄生容量ＣＳ４の放電電流と、寄生容量ＣＳ３の充電電流は流れなくなる。逆並列ダイオードＤＳ４を流れた電流は１次巻線Ｎ１，リアクトルＬｒを通り、スイッチング素子Ｓ２を通って逆並列ダイオードＤＳ４へと戻る。この経路を流れる電流は徐々に増加していく。

（モードｇ）
図１２は図５に示す期間（ｇ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｇ）を説明する回路図である。スイッチング素子Ｓ２をターンオフする。スイッチング素子Ｓ２を流れていた電流は、寄生容量ＣＳ１の放電電流と寄生容量ＣＳ２の充電電流となる。ノードＴ１の電圧は寄生容量ＣＳ２の充電により上昇するが、ノードＴ２の電圧は逆並列ダイオードＤ４が導通していることによりゼロ電圧を維持している。これによってノードＴ１−ノードＴ２間の電圧は正方向へ上昇する。

（モードｈ）
図１３は図５に示す期間（ｈ）における軽負荷モードＭ２における動作（モードｈ）を説明する回路図である。寄生容量ＣＳ１の放電によって、逆並列ダイオードＤＳ１の両端電圧は減少し、ゼロ電圧を交差すると逆並列ダイオードＤＳ１は導通する。逆並列ダイオードＤＳ１が導通すると、寄生容量ＣＳ１の放電電流と、寄生容量ＣＳ２の充電電流は流れなくなる。逆並列ダイオードＤＳ１を流れた電流は逆並列ダイオードＤＳ４と１次巻線Ｎ１、リアクトルＬｒを通り、逆並列ダイオードＤＳ１へと戻る。この経路を流れる電流は徐々に減少していく。

以後、（モードａ）に戻り、前述した（モードａ）〜（モードｈ）の動作を繰り返すこととなる。

なお、（モードａ）〜（モードｈ）において平滑リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流が逆流しているモードがあるが、リアクトルの値を大きくすること、巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数比を変更することなどによって回避することもできる。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の駆動周波数を制御することによって、出力電力を制御できるのは、ノードＴ１−ノードＴ２間に電圧を生じている時間を変化させていることによる。つまり駆動周波数を上げると、１周期あたりのノードＴ１−ノードＴ２間電圧の実効値が増大し、出力電力を上げることができる。逆に駆動周波数を下げれば出力電力も下がる。駆動周波数を上げずに出力電力を増加するためには、寄生容量の大きいスイッチング素子をスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に採用すればトランス両端に電圧が生じる時間を延ばせるのでよい。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に並列にスナバコンデンサを接続してもよい。これは（モードａ），（モードｅ）においてスナバコンデンサの充放電時間が追加されるため、ノードＴ１−ノードＴ２間に電圧が現れている時間が延びることによる。駆動周波数を上げずに出力電力を上げる別の方法として、逆回復特性の遅いダイオードを逆並列ダイオードＤＳ３，ＤＳ４に採用することもできる。（モードｄ），（モードｈ）において、ノードＴ１−ノードＴ２間の電圧は逆並列ダイオードＤＳ３，ＤＳ４の逆回復が終了するまで維持される。そのため出力電力を上げることができる。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２として、スイッチング特性の速いスイッチング素子を用いることで、効率が上がることがある。一般的にＭＯＳＦＥＴはスイッチング特性が速く、スイッチング損失が小さい。またＩＧＢＴは、オン抵抗が小さく、導通損失が小さい。例えば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にＩＧＢＴを用いる。これにより重負荷モードＭ１での導通損失を抑制しつつ、軽負荷モードＭ２でのスイッチング損失も低減することができる。

逆にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にＩＧＢＴ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にＭＯＳＦＥＴを用いると出力電力を上げることができる。一般的にＭＯＳＦＥＴのボディダイオードは逆回復特性が遅い。逆並列ダイオードＤＳ３，ＤＳ４にＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用すれば、（モードｅ），（モードａ）において、ノードＴ１−ノードＴ２間の電圧は逆並列ダイオードＤＳ３，ＤＳ４の逆回復が終了するまで維持される。そのため出力電力を上げることができる。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にＩＧＢＴを用いた場合においても、図１４に示すようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオフ状態で停止させ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のみ駆動させれば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にＩＧＢＴ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にＭＯＳＦＥＴを用いる構成のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られることは明白である。また逆に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にＩＧＢＴ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にＭＯＳＦＥＴを用いた場合においても、図１４に示すようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオフ状態で停止させ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のみ駆動させれば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４にＩＧＢＴを用いる構成のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られることは明白である。

上述したとおり、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１は軽負荷時においてもゼロ電圧スイッチングを実現しやすくなることが特徴である。しかし負荷への電力供給量がほぼゼロに等しいとみなせるような時には、寄生容量ＣＳ１〜ＣＳ４の充放電に必要な電流を確保することができず、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はハードスイッチングとなる場合がある。しかし、この時スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の駆動周波数は重負荷モードＭ１時の駆動周波数に比べて低い。そのため、負荷への電力供給量がほぼゼロに等しいとみなせるような時でも、軽負荷モードＭ２は重負荷モードＭ１よりも効率が高く、本発明は有効と言える。

また、前述の特許文献２では、フェーズシフト方式とは動作原理が異なる共振型の回路である。そのため、共振型の回路では共振を安定動作させるため周波数範囲を制限しなければならず、入力電圧範囲，出力電圧の可変範囲に制限が多いのに加えて、共振型の回路は周波数制御であり、出力を絞るためには共振周波数から離す必要があるが、リプルの増大や素子を駆動するための電力も必要となるため、高効率化が難しい。

これに対しフェーズシフト方式の回路では、スイッチング素子のオン−オフに加えて、それらスイッチング素子に並列に接続されたダイオードの導通や寄生容量への充放電を利用して動作を行うものである。そして効率を改善するためには、スイッチング素子がオン−オフする際にゼロ電圧スイッチング或いはそれにいかに近いスイッチングを実現するかが重要である。そのため、寄生容量への充放電を制御することが重要である。

従来、負荷が軽くなった軽負荷時においては、十分な電流が回路内に流れないため、スイッチの出力容量が十分に充放電されずハードスイッチングになることで効率の悪化を招いていた。しかし、本実施例では、軽負荷モードにおいてフルブリッジ回路の、直列接続した１組のスイッチング素子で構成された一方のスイッチングレッグの動作を停止させることでこの点を解消している。このような状態で回路に流れる電流の状態を確認したところ、理由はまだ不明であるが、従来制御と比べて、軽負荷時にスイッチの出力容量を充放電するための電流が増えているのが確認された。これにより、負荷が軽くなった軽負荷時においても、スイッチの出力容量の充放電が促され、ソフトスイッチングが可能となっている。

即ち本実施例によれば、スイッチは従来の制御方法と比べて、より低い電圧でターンオンすることが可能となり、スイッチング損失は減少する。また、本実施例によれば従来の制御方法に比べ、周波数が低いためより出力を絞りやすく、また、一方のスイッチングレッグを構成する直列接続した１組のスイッチング素子の動作を停止させるので、これらのスイッチでの駆動損失も抑えられるため、より効率の向上を図ることができる。

図１５は本発明の実施例２によるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の回路構成図である。図１と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。整流回路７は平滑リアクトルＬ１１と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２から構成される。平滑リアクトルＬ１１の一端はダイオードＤ１，Ｄ２のカソードと接続され、平滑リアクトルＬ１１の他端は平滑コンデンサＣ２の一端に接続される。２つの２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２は一端が互いに接続されており、その接続点は平滑コンデンサＣ２の他端に接続される。２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２の他端はそれぞれＮ２１がダイオードＤ１のアノードに、Ｎ２２がダイオードＤ２のアノードに接続される。これにより実施例１に比べて平滑リアクトルを削減することができるため部品点数を削減することができ、コストをさげることができる。またダイオードＤ１，Ｄ２のかわりにスイッチング素子を使用し、同期整流方式を用いることでさらなる高効率化を図ることができる。

図１６は本発明の実施例３によるＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の回路構成図である。図１と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。整流回路７は平滑リアクトルＬ１２と、ダイオードＤ１，Ｄ２を直列接続したダイオードレッグ１０と、ダイオードＤ３，Ｄ４を直列接続し、かつダイオードレッグ１０に並列に接続されたダイオードレッグ１１で構成される。平滑リアクトルＬ１２の一端はダイオードレッグ１０の一端と接続され、平滑リアクトルＬ１２の他端は平滑コンデンサＣ２の一端と、ダイオードレッグ１０の他端は平滑コンデンサＣ２の他端と接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と、ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点は２次巻線Ｎ２の両端に接続されている。これにより逆耐電圧の小さいダイオードを使用することができる。このような構成は出力電圧が大きい時に使用すると好適である。またダイオードＤ１〜Ｄ４のかわりにスイッチング素子を使用し、同期整流方式を用いることでさらなる高効率化を図ることができる。

図１７は従来の電気自動車３１の電源システムの概要構成図である。充電器３２は交流電源５１からの交流電力をＡＣ−ＤＣコンバータ５２によって直流電力に変換し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３は直流電力をバッテリ４１の充電に必要な電圧に変圧して電力を供給する。一方ＤＣ−ＤＣコンバータ５５はバッテリ４１の電圧よりも低い電圧であるバッテリ４２の電圧を変圧して負荷５６へ電力を供給している。負荷５６への電力供給量が多い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５４によってバッテリ４１の電力をＤＣ−ＤＣコンバータ５５とバッテリ４２に供給する。しかし交流電源５１からバッテリ４１を充電している場合など負荷５６への電力供給量が少ない場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５４の電力変換効率が低下する問題があった。そのため充電器３２はＤＣ−ＤＣコンバータ５７を有し、ＡＣ−ＤＣコンバータ５２からの電力をＤＣ−ＤＣコンバータ５４を介さずにＤＣ−ＤＣコンバータ５７からＤＣ−ＤＣコンバータ５５とバッテリ４２へ電力を供給していた。

図１８は本発明の実施例４によるＤＣ−ＤＣコンバータ１を採用した電気自動車１３１の電源システムの概要構成図である。図１７と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１７におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５４にかわり、前述の実施例１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１を採用することで、負荷５６への電力供給量が少ない場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は高効率に電力を供給することができる。これにより、充電器１３２は図１７におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５７が不要となり、部品点数の削減が可能となり、大きくコストダウンを図りながら、高効率で電力供給を行うことができる。

自動車１３１において、交流電源５１から充電器１３２によってバッテリ４１を充電しているときは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の駆動周波数は重負荷モードＭ１時の駆動周波数に比べて低くなる場合が多い。即ち、夜間など車自体は使用していない時間にバッテリ４１を充電している状態である。このようなときは、必要最低限の非常に小さな負荷５６となっている。そのため、負荷への電力供給量がほぼゼロに等しいとみなせるような時でも、軽負荷モードＭ２は重負荷モードＭ１よりも効率が高く
、本実施例で説明したＤＣ−ＤＣコンバータを電気自動車に利用することは非常に有効と言える。なお、本実施例では実施例１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータを自動車１３１に適用した例を説明したが、実施例２や実施例３で説明したＤＣ−ＤＣコンバータを自動車１３１に適用しても同様に有効である。
さらに、以上のことを纏めると、以下の構成が特徴的として挙げられる。
構成１として、第１，第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３，第４のスイッチング素子を直列接続して前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグとで構成し、前記第１のスイッチングレッグの両端間及び前記第２のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３，第４のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたフルブリッジ回路と、平滑リアクトルを有する整流回路と、直流電源に並列接続され、かつ前記フルブリッジ回路の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、負荷に並列接続され、かつ前記整流回路の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサと、前記フルブリッジ回路の交流端子間に接続された１次巻線と、前記整流回路の交流端子間に接続された２次巻線と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記フルブリッジ回路を制御する制御手段とを備え、前記第１，第２，第３，第４のスイッチング素子はそれぞれ、スイッチと前記スイッチに並列に接続された逆並列ダイオードと前記スイッチ及び前記逆並列ダイオードに並列に接続されたコンデンサと、から構成され、前記フルブリッジ回路の交流端子間と前記１次巻線との間に直列に挿入されたリアクトル成分を有したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記負荷への電力供給量が所定値以上時には、前記制御手段は前記第１，第２，第３，第４のスイッチング素子を駆動させる第１のモードを実行し、前記負荷への電力供給量が前記所定値以下の時には、前記制御手段は前記第１のスイッチングレッグ又は第２のスイッチングレッグを構成する一方側のスイッチングレッグの１組のスイッチング素子をオフ状態で停止させ、前記第１のスイッチングレッグ又は第２のスイッチングレッグを構成する他方側のスイッチングレッグの１組のスイッチング素子を駆動させる第２のモードを実行することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成２として、構成１において、前記制御手段は、前記第１のモード実行時には前記第１，第２，第３，第４のスイッチング素子をフェーズシフト方式で駆動し、前記第２のモード実行時には駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子を周波数制御方式で駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成３として、構成１において、前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子が有する前記コンデンサは、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子が有する前記コンデンサよりも、容量が大きいことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成４として、構成１において、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子には、それぞれスナバコンデンサが並列に接続されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成５として、構成１において、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子が有する前記逆並列ダイオードは、前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子が有する前記逆並列ダイオードよりも、逆回復特性が遅いことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成６として、構成１において、前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子は、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子よりも、スイッチング特性が速いことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成７として、構成１において、前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＩＧＢＴとしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成８として、構成１において、前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＩＧＢＴ、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成９として、構成１において、前記所定値は、第１の所定値と、前記第１の所定値より大きい第２の所定値を有し、前記制御手段は、前記負荷への電力供給量が前記第１の所定値以下の場合には第２のモードに切り替えるようにし、前記負荷への電力供給量が前記第２の所定値以上の場合には第１のモードに切り替えるようにしたことを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
構成１０つぉいて、構成１において、前記整流回路は、第１の平滑リアクトルの一端と第２の平滑リアクトルの一端との接続体と、第１のダイオードの一端と第２のダイオードの一端との接続体とを備え、前記第１のダイオードの他端に前記第１の平滑リアクトルの他端を接続し、前記第２のダイオードの他端に前記第２の平滑リアクトルの他端を接続し、前記第１のダイオードの他端と前記第２のダイオードの他端との間を交流端子間とし、前記第１，第２の平滑リアクトルの接続点と前記第１，第２のダイオードの接続点との間を直流端子間としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成１１として、構成１において、前記整流回路は、第１の平滑リアクトルの一端と第２の平滑リアクトルの一端との接続体と、第１の整流回路側スイッチング素子の一端と第２の整流回路側スイッチング素子の一端との接続体とを備え、前記第１の整流回路側スイッチング素子の他端に前記第１の平滑リアクトルの他端を接続し、前記第２の整流回路側スイッチング素子の他端に前記第２の平滑リアクトルの他端を接続し、前記第１の整流回路側スイッチング素子の他端と前記第２の整流回路側スイッチング素子の他端との間を交流端子間とし、前記第１，第２の平滑リアクトルの接続点と前記第１，第２の整流回路側スイッチング素子の接続点との間を直流端子間としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成１２として、構成１において、前記２次巻線は、第１の２次巻線の一端と第２の２次巻線の一端との接続体を備え、前記整流回路は、平滑リアクトルと、第１，第２のダイオードとを備え、前記第１の２次巻線の他端に前記第１のダイオードの一端を接続し、前記第２の２次巻線の他端に前記第２のダイオードの一端を接続し、前記第１のダイオードの他端と前記第２のダイオードの他端とを前記平滑リアクトルの一端に接続し、前記第１，第２の２次巻線の接続点と、前記平滑リアクトルの他端との間を直流端子間とし、第１のダイオードの一端と第２のダイオードの一端との間を交流端子間としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成１３として、構成１において、前記２次巻線は、第１の２次巻線の一端と第２の２次巻線の一端との接続体を備え、前記整流回路は、平滑リアクトルと、第１，第２の整流回路側スイッチング素子とを備え、前記第１の２次巻線の他端に前記第１の整流回路側スイッチング素子の一端を接続し、前記第２の２次巻線の他端に前記第２の整流回路側スイッチング素子の一端を接続し、前記第１の整流回路側スイッチング素子の他端と前記第２の整流回路側スイッチング素子の他端とを前記平滑リアクトルの一端に接続し、前記第１，第２の２次巻線の接続点と、前記平滑リアクトルの他端との間を直流端子間とし、第１の整流回路側スイッチング素子の一端と第２の整流回路側スイッチング素子の一端との間を交流端子間としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成１４として、構成１において、前記整流回路は、平滑リアクトルと、第１，第２のダイオードを直列接続した第１のダイオードレッグと、第３，第４のダイオードを直列接続し、かつ前記第１のダイオードレッグに並列接続された第２のダイオードレッグと、を備え、前記第１のダイオードレッグの一端に前記平滑リアクトルの一端を接続し、前記平滑リアクトルの他端と前記第１のダイオードレッグの他端との間を直流端子間とし、前記第１，第２のダイオードの直列接続点と前記第３，第４のダイオードの直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成１５として、構成１において、前記整流回路は、平滑リアクトルと、第１，第２の整流回路側スイッチング素子を直列接続した第１の整流回路側スイッチングレッグと、第３，第４の整流回路側スイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１の整流回路側スイッチングレッグに並列接続された第２の整流回路側スイッチングレッグと、を備え、前記第１の整流回路側スイッチングレッグの一端に前記平滑リアクトルの一端を接続し、前記平滑リアクトルの他端と前記第１の整流回路側スイッチングレッグの他端との間を直流端子間とし、前記第１，第２の整流回路側スイッチング素子の直列接続点と前記第３，第４の整流回路側スイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
構成１６として、構成１〜１５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータを搭載したことを特徴とする車両。
構成１７として、構成１６において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記車両の走行中は前記第１のモードで動作し、前記車両の充電中は前記第２のモードで動作するようにしたことを特徴とする車両。

１，５３〜５５，５７，１０１，１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ フルブリッジ回路
３，４ スイッチングレッグ
５ 制御手段
６ トランス
７ 整流回路
８ 電流センサ
９ 電圧センサ
１０，１１ ダイオードレッグ
３１ 電気自動車
３２ 充電器
４１，４２ バッテリ
５１ 交流電源
５２ ＡＣ−ＤＣコンバータ
５６，Ｒ１ 負荷
１３１ 電気自動車
１３２ 充電器
Ｖ１ 直流電源
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１１，Ｌ１２ 平滑リアクトル
Ｌｒ リアクトル
Ｎ１，Ｎ２ 巻線
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子
ＤＳ１〜ＤＳ４ 逆並列ダイオード
ＣＳ１〜ＣＳ４ 寄生容量
Ｍ１ 重負荷モード
Ｍ２ 軽負荷モード
Ｐｏｕｔ 出力電力
Ｐｔｈ，Ｐｔｈ１，Ｐｔｈ２ 所定値
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｔ１，Ｔ２ ノード

Claims (12)

1. １次巻線と２次巻線とを磁気結合させたトランスと、直流端子間に直流電源が接続され、かつ交流端子間に前記１次巻線が接続されたスイッチング回路と、前記直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、前記２次巻線から入力した電力を整流して直流負荷に供給する整流回路と、前記直流負荷に並列接続された第２の平滑コンデンサとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング回路は、第１，第２の逆並列ダイオードがそれぞれ並列接続された第１，第２のスイッチング素子を備え、前記第１，第２のスイッチング素子のそれぞれと並列にコンデンサ成分を有するものであって、前記第１，第２のスイッチング素子をオフ状態とするモードを有し、前記モードでは、前記第２の逆並列ダイオードの順方向に電流が流れるように構成され、その後、前記第２のスイッチング素子がオフ状態のまま前記第２の逆並列ダイオードの逆方向に逆回復電流が流れ、前記逆回復電流が前記直流端子の正極から前記第２の逆並列ダイオードと前記１次巻線とを介して前記直流端子の負極へ流れるように構成されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１のDCーDCコンバータにおいて、
   前記第１，第２のスイッチング素子を含んで第１のスイッチングレッグと第２のスイッチングレッグを構成し、前記第１のスイッチングレッグはスイッチング素子を直列に接続して構成し、前記第２のスイッチングレッグはスイッチング素子を直列に接続して構成するものであり、
   前記第１のスイッチングレッグの両端間及び前記第２のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、
   前記第１のスイッチングレッグの直列接続点と前記第２のスイッチングレッグの直列接続点との間を交流端子間としたフルブリッジ回路とを備えた、
   ことを特徴とするDCーDCコンバータ。
   
3. 請求項2のDCーDCコンバータにおいて、
   前記フルブリッジ回路を制御する制御手段とを備え、
   前記直流端子間の電力供給量が所定値以上時には、前記制御手段は前記第１のスイッチングレッグと前記第２のスイッチングレッグのスイッチング素子を駆動させる第１のモードを実行し、
   前記直流端子間の電力供給量が前記所定値以下の時には、前記制御手段は前記第１のスイッチングレッグ又は第２のスイッチングレッグを構成する一方側のスイッチングレッグの１組のスイッチング素子をオフ状態で停止させ、
   前記第１のスイッチングレッグ又は第２のスイッチングレッグを構成する他方側のスイッチングレッグの１組のスイッチング素子を駆動させる第２のモードを実行することを特徴とするDCーDCコンバータ。
4. 請求項3のDCーDCコンバータにおいて、
   前記第２のモードは、スイッチング周波数を高く設定することで出力電力を増加させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
   前記制御手段は、前記第１のモード実行時には前記各々のスイッチング素子をフェーズシフト方式で駆動し、前記第２のモード実行時には駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子を周波数制御方式で駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
   前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子は前記コンデンサを備え、
   前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子が有する前記コンデンサよりも、容量が大きいことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
   前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子には、それぞれスナバコンデンサが並列に接続されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
   前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子は、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子よりも、スイッチング特性が速いことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
   前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＩＧＢＴとしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
    前記第２のモード実行時に駆動する側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＩＧＢＴ、前記第２のモード実行時に停止される側の前記スイッチングレッグの１組のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 請求項4のDCーDCコンバータにおいて、
    前記スイッチング素子としてMOSFET素子を設け、
    前記ダイオードはMOSFET素子のボディダイオードであることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 請求項１のDCーDCコンバータにおいて、
    前記逆回復電流が，前記直流端子の正極から前記第２の逆並列ダイオードと前記１次巻線とオン状態の第１のスイッチング素子を介して前記直流端子の負極へ流れるように構成されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。