JP5063731B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流を出力するスイッチング方式の電源装置に関するものである。

従来のスイッチング方式の電源装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータにより構成され、後段のＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧と出力電圧目標値との偏差から出力電圧増減量を求め、出力電圧目標値に追従するようスイッチ素子をスイッチング制御することにより、所望の直流電圧を生成する。ここで交流入力電圧の変動や整流後の脈流の影響によってＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に変動が生じたとしても、フィードバック制御作用により、出力電圧をほぼ一定に保つことができる。（例えば、特許文献1参照）

また、交流入力を整流した後段に、単相インバータを１以上直列接続したインバータ回路を直列接続し、その後段に、整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと平滑コンデンサをバイパスさせる短絡スイッチを備え、平滑コンデンサの直流電圧を目標電圧に追従させ、入力力率を改善するように、インバータ回路を電流指令を用いて出力制御している電力変換装置（例えば、特許文献２参照）により、上記スイッチング電源装置のＡＣ／ＤＣコンバータが構成された場合であっても、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力に生じる脈流の影響を受けず、上記スイッチング電源装置の出力電圧はほぼ一定に保たれる。

特許第２５１２０４０号 特開２００９−９５１６０号公報

このようなスイッチング方式の電源装置では、設定した出力電圧目標値に追従した時の電力が出力可能な電力よりも大きい場合、出力電圧目標値へ追従することができないため、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ素子は最大電圧を出力するオン時間幅（あるいはデューティ比）に固定される。このとき、交流入力電圧の変動や整流後の脈流の影響によって、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に変動が生じると、オン時間幅が固定のため、入力側の変動が出力側に伝えられ、安定した直流を出力することができない。

この発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、スイッチング方式の電源装置において、入力電力よりも大きな出力電力が目標値として設定されたとしても、出力段のスイッチ素子のオン時間幅が固定されないように制御し、変動の少ない出力を生成することができる電源装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電源装置は、半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電力の目標値として第一の出力電力目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電力目標値を受けて第二の出力電力目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電力目標値に従い出力制御する制御部とを備えた電源装置であって、前記第二の出力目標生成部は、前記出力段に設けられた半導体素子のスイッチングに係るデューティ値を前記制御部より受け、該デューティ値が上限値を超過しないよう前記第二の出力電力目標値を設定するものである。

また、この発明に係る電源装置は、半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電流の目標値として第一の出力電流目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電流目標値を受けて第二の出力電流目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電流目標値に従い出力制御する制御部とを備えた電源装置であって、前記第二の出力目標生成部は、前記出力段に設けられた半導体素子のスイッチングに係るデューティ値を前記制御部より受け、該デューティ値が上限値を超過しないよう前記第二の出力電流目標値を設定するものである。

また、この発明に係る電源装置は、半導体素子のスイッチングにより電力変換する電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電力の目標値として第一の出力電力目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電力目標値を受けて第二の出力電力目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電力目標値に従い出力制御する制御部と、前記電力変換回路の出力を検出する出力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電力目標値が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記出力検出手段により検出された出力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電力目標値よりも低い値を前記第二の出力電力目標値として設定するものである。

また、この発明に係る電源装置は、半導体素子のスイッチングにより電力変換する電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電流の目標値として第一の出力電流目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電流目標値を受けて第二の出力電流目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電流目標値に従い出力制御する制御部と、前記電力変換回路の出力を検出する出力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電流目標値で示される電流が出力されるときの推定出力電力が最大入力電力以
上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記出力検出手段により検出された出力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電流目標値よりも低い値を前記第二の出力電流目標値として設定するものである。

また、この発明に係る電源装置は、半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電力の目標値として第一の出力電力目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電力目標値を受けて第二の出力電力目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電力目標値に従い出力制御する制御部と、前記出力段への入力を検出する入力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電力目標値が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記入力検出手段により検出された前記出力段への入力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電力目標値よりも低い値を前記第二の出力電力目標値として設定するものである。

また、この発明に係る電源装置は、半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電流の目標値として第一の出力電流目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電流目標値を受けて第二の出力電流目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電流目標値に従い出力制御する制御部と、前記出力段への入力を検出する入力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電流目標値で示される電流が出力されるときの推定出力電力が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記入力検出手段により検出された前記出力段への入力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電流目標値よりも低い値を前記第二の出力電流目標値として設定するものである。

この発明によると、電源装置の出力段にかかるスイッチ素子のオン時間幅が固定されない範囲で制御を行うことができ、制御性が向上する。このため、出力段へ入力される電圧に変動が生じたとしても、スイッチング電源に接続される負荷へ安定した電力を供給することが可能である。また、スイッチング電源の出力にリプルを含む場合には、接続先の負荷において電力損失が生じ、発熱による劣化の原因となるが、これを抑制することができる。

この発明の実施の形態１による電源装置のブロック構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換回路の概略構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換器の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換器の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換器の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換器の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による目標生成部の制御を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２による電力変換回路の概略構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による目標生成部の制御を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３による電力変換回路の概略構成図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による目標生成部の制御を示すフローチャートである。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について図面を用いて説明する。図１は実施の形態１に係る電源装置のブロック構成図であり、交流電源１を接続することにより、高圧バッテリ７を充電する電源装置としての例を示している。

図１において、電源装置２００は、電力変換器３００と電子制御装置（ＥＣＵ）８から構成される。電力変換器３００は、電力変換回路４００、制御部５、及び目標生成部６から構成される。電力変換回路４００はスイッチングにより電力変換を行う回路であり、交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と称す）からの入力電力を受け、出力段に接続されている高圧バッテリ７を充電する。電力変換回路４００の所定箇所には検出回路が取り付けられていて、検出した電流及び電圧を制御部５へ伝えるようになされている。

制御部５は、目標生成部６からの目標電力Pout*を受けて、該目標電力Pout*に追従するよう電力変換回路４００のスイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。目標生成部６は第二の出力目標生成部であり、第一の出力目標生成部であるＥＣＵ８から通信線９を介して出力電力指令を受信し、該出力電力指令から、制御部５によるスイッチング制御で使用する目標電力Pout*を生成する。被充電対象である高圧バッテリ７は、リチウムイオンバッテリ等、充放電可能な蓄電池であり、正極側へ電流を流すことにより充電される。ＥＣＵ８は、電源装置２００の上位コントロールユニットであり、通信線９を介して電力変換器３００に出力電力指令を送信する。通信線９は、ＣＡＮ（ＩＳＯ１１８９８及びＩＳＯ１１５１９‐２参照）等の通信プロトコルにより電力変換器３００とＥＣＵ８が通信するための信号伝送線である。

次に、電力変換回路４００について、図２に示す概略構成図で説明する。ＡＣ／ＤＣ変換回路であるＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、交流電源１の後段から平滑コンデンサ２２までの要素で構成されており、ここでは単純な整流回路によるＡＣ／ＤＣコンバータを用いている。交流電源１は、整流回路としてのダイオードブリッジ１２に接続され、ダイオードブリッジ１２の後段に平滑コンデンサ２２が接続される。ここで平滑コンデンサ電圧検出回路（ＳＶ３）３３が平滑コンデンサ２２に並列して接続されている。平滑コンデンサ電圧検出回路３３は、出力段であるＤＣ／ＤＣコンバータ１１への入力である平滑コンデンサ２２の電圧を検出するもので、入力検出手段として働く。

ＤＣ／ＤＣ変換回路であり、電圧変換回路４００の出力段であるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、平滑コンデンサ２２の後段から高圧バッテリ７の前段までの要素で構成されている。ここでは一般的なフォワードコンバータ回路を用いている。平滑コンデンサ２２の後段には、トランス２４の一次側とフォワードコンバータスイッチ２３が直列に接続され、トランス２４の二次側には二次側整流ダイオード２５が直列に、また、二次側整流ダイオード２６が並列に接続される。二次側整流ダイオード２５及び２６の後段には、平滑リアクトル（Ｌ）２７と出力電流検出回路（ＳＩ２）３４が直列に接続され、コンデンサ２８が並列に接続され、以降をＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力として、負荷である高圧バッテリ７に接続される。ここで、高圧バッテリ７に並列して出力電圧検出回路（ＳＶ４）３５が接続されている。出力電流検出回路３４と出力電圧検出回路３５、または、出力電流検出回路３４は出力検出手段として働く。

このような回路を備える電力変換器３００について、まずＡＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を図３に示す各部の波形に基づいて説明する。ここで、記号を次のように定義する。Vdc：平滑コンデンサ電圧検出回路３３で検出される平滑コンデンサ２２の電圧値。

交流電源１からの入力はダイオードブリッジ１２にて全波整流され、ダイオードブリッジ１２の後段の平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcは、図３示すような波形となる。平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcは、交流電源１の２倍の周波数成分を持つ。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作を図４、図５を用いて説明する。なお本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は一般的な絶縁型のフォワードコンバータである。ここで、記号を次のように定義する。
Pout*：目標生成部６で生成される制御目標電力値。
Iout：出力電流検出回路３４で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流値。
Iout*：出力電流Ioutの制御目標電流値。
Vout：ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧値。
Vload：出力電圧検出回路３５で検出される負荷電圧値。
Vtr2：トランス２４の二次側電圧。

フォワードコンバータスイッチ２３をオン（ＯＮ）すると、図４に示すように、トランス２４の一次巻線側に流れる電流（太線で示す）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０→トランス２４（一次巻線側）→フォワードコンバータスイッチ２３→ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の経路で流れる。ここでトランス２４は一次側から二次側に電力を伝達し、トランス２４の二次巻線側に流れる電流（太線で示す）は、トランス２４（二次巻線側）→二次側整流ダイオード２５→平滑リアクトル２７→高圧バッテリ７→トランス２４（二次巻線側）の経路で流れる。

フォワードコンバータスイッチ２３をオフ（ＯＦＦ）すると、図５に示すように、トランス２４の一次側には電流が流れず、２次側へ電力は伝達されない。ただし２次側では、平滑リアクトル２７の自己誘導により、平滑リアクトル２７→高圧バッテリ７→二次側整流ダイオード２６→平滑リアクトル２７の経路で電流（太線で示す）が流れる。

ここで、トランス２４の一次側の巻き数をN₁、二次側の巻き数をN₂、フォワードコンバータスイッチ２３のオン時間をt_on、フォワードコンバータスイッチ２３のオン／オフ切り換え周期をTとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutは以下の式で表すことができる。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutは、フォワードコンバータスイッチ２３のオン時間により制御できる。即ち、フォワードコンバータスイッチ２３をＰＷＭ制御してＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutを制御し、高圧バッテリ７への出力電流Ioutを調整することにより、目標電力Pout*へ追従した出力が得られる。なお、出力電圧検出回路３５で検出される負荷電圧Vloadは高圧バッテリ７の電圧値に固定されるため、本実施の形態において負荷電圧Vloadと出力電圧Voutとは異なる値となる。

次に、出力電力を目標電力Pout*に追従させるための制御部５の制御の詳細について以下に説明する。フォワードコンバータスイッチ２３は、図６に示すような制御ブロックで制御される。ここではまず、目標電力Pout*から負荷電圧Vloadを除算し、目標電流Iout*６０を求める。本実施の形態では負荷として高圧バッテリ７が接続されており、該高圧バッテリ７の充電による電圧上昇は十分緩やか、且つ内部抵抗は微小であると想定すると、負荷電圧Vloadはほぼ一定であるとみなすことができるため、上述のようにして目標電流Iout*６０を求めることができる。

次に、出力電流Ioutと目標電流Iout*６０との差６１をフィードバック量としてＰＩ制御した出力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutの目標電圧６２とする。そして、トランス２４の巻線比（N₂/N₁）、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcより、出力電圧Voutの目標電圧６２を出力するＰＷＭデューティ６３を求める。該ＰＷＭデューティ６３を用いて、ＰＷＭ制御によりフォワードコンバータスイッチ２３への駆動信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を動作させる。

次に、目標生成部６の処理について説明する。目標生成部６は、ＥＣＵ８からの出力電力指令が最大入力電力以上である場合に、出力電力が安定するよう目標電力Pout*を設定する。先ず、目標生成部６によって適切な目標電力Pout*が設定されず、従来方式のように出力電力指令に従って制御したときの動作波形について、図を用いて説明する。出力電力指令が最大入力電力以上であり、該出力電力指令を目標電力Pout*とした場合の波形を図７に示す。

図７において、出力電力指令が最大入力電力以上のとき、出力電力は入力電力の不足により目標電力Pout*に追従できない。ここで負荷電圧Vloadは高圧バッテリ７によりほぼ一定であるため、出力電流Ioutが目標電流Iout*６０に追従できない状態となる。制御部５はフォワードコンバータスイッチ２３のＰＷＭデューティを増加させるが、出力電流Ioutが目標電流Iout*６０に追従することは無いため、増加され続けたＰＷＭデューティは上限値に固定される。なお、ここでのＰＷＭデューティの上限値は、トランス２４の磁気飽和等の素子特性を考慮した場合に設定可能な最大デューティに限らず、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcを維持するために制限されたデューティ等、何らかの制約により設定されているデューティであってよい。

ここで平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcは交流電源１の２倍の周波数成分を持つ脈流となっているため、ＰＷＭデューティが固定された場合、トランス２４の二次側電圧Vtr2は脈流の影響を受け、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutにリプルを生じる。これより、出力電流Ioutは平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcと同じ周波数成分のリプルを生じ、出力電力が安定しない。

出力電力が安定しない問題を解決するための目標生成部６の処理について、図８のフローチャートを用いて説明する。まず、ＥＣＵ８からの出力電力指令が最大入力電力以上であるかを判定する（P70）。なお、最大入力電力は、交流電源１が出力可能な最大電力、
及び電力変換器３００が引き込み可能な最大電力のいずれかによって決定される値である。また、電力変換回路４００では必ず電力損失が生じるため、実際には最大入力電力よりも損失分低い電力を出力目標値とした時点でＰＷＭデューティが上限にかかり、制御性が低下してリプルを生じる。そのためここでの最大入力電力は、最大入力電力から電力損失を差し引いた値であってよい。

P70において出力電力指令が最大入力電力以上でなければ、ＥＣＵ８からの出力電力指令を目標電力Pout*として設定し（P74）、処理を終了する。P70において出力電力指令が最大入力電力以上であれば、出力電流Ioutからリプルの振幅を検出する（P71）。

次に、出力電流Ioutのリプルの振幅と所定のリプル許容値との差分から次式のように目標電力補正値を計算する（P72）。
目標電力補正値_N = 目標電力補正値_N-1 + (リプル振幅 − リプル許容値)×補正係数上式では、求めたい目標電力補正値をN、一回前のフロー実行時に計算した目標電力補正値をN-1で表している。また、補正係数は、電流リプルの差分を電力値に変換する係数である。また、計算した目標電力補正値は下限値を０として制限し、０未満のときは、目標電力補正値に０を代入する。

次に、最大入力電力から目標電力補正値を減算して目標電力Pout*とし（P73）、処理を終了する。本フローを繰り返し実行することにより、出力電流Ioutのリプルを抑制し、安定した電力を出力可能な目標電力Pout*を生成できる。

実施の形態１によれば、出力電力指令が最大入力電力を超過した場合に、出力電力指令よりも低い値を目標電力Pout*とすることにより、ＰＷＭデューティが上限値に固定されることを抑制し、制御性を向上させることができる。このため、ＤＣ／ＤＣ変換器１１への入力である平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcに変動が生じたとしても、負荷である高圧バッテリ７へ安定した電力を供給可能である。これにより、負荷における電力損失、発熱及び劣化を抑制することができる。

また、目標電力Pout*が最大入力電力を超過した時点で、入力電力不足によりＰＷＭデューティが上限値に達するため、最大入力電力よりも低い値を目標電力Pout*とすることで、より適切に目標電力Pout*を設定可能である。

また、出力電流Ioutのリプルに応じて目標電力Pout*を決定するため、リプル抑制に対して高い応答性を持って目標電力Pout*を設定できる。

また、リプル許容値として許容される出力電流Ioutリプルの閾値を設けることにより、抑制したいリプル量についてより的確な制御を実現できる。

また、出力電圧検出回路３５で検出される電圧Vloadがほぼ一定となる高圧バッテリ７が負荷として接続されている構成であっても、出力電流Ioutのリプルを検出することで、適切に目標電力Pout*を設定し、出力電力を安定化することができる。

また、本実施の形態のように、ＡＣ／ＤＣコンバータの後段にＤＣ／ＤＣコンバータが配される構成であれば、ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて交流入力の２倍の周波数成分の脈流が生じたとしても、出力電力を安定化することができる。

なお、実施の形態１では、ＥＣＵ８からの出力電力指令を受けて、目標生成部６は目標電力Pout*を生成し、制御部５は目標電力Pout*に従って電力制御する方法を示したが、これに限らず、ＥＣＵ８からの出力電流指令を受けて目標生成部６は目標電流Iout*を生成し、制御部５は目標電流Iout*に従って電流制御するものであってよい。この場合、出力電力が最大入力電力を超過するかをＥＣＵ８の指令から直接判定できないため、例えば以下のようにして推定出力電力を求め、最大入力電力と比較すればよい。
推定出力電力 = 出力電流指令×負荷電圧Vload

また、出力電圧検出回路３５で検出される電圧Vloadがほぼ一定である高圧バッテリ７を負荷として接続した例を示したため、目標生成部６は出力電流Ioutのリプルに応じて目標電力Pout*を変更していたが、他の構成において負荷電圧Vloadのリプルに応じて目標電力Pout*を設定するものであってよい。この場合、本実施の形態と同様に出力電力の変動を検出し、目標電力Pout*を設定可能である。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２について図面を用いて説明する。実施の形態２に係る電源装置のブロック構成図は、実施の形態１と同様に図１に示す通りである。ただし、第一の目標生成部であるＥＣＵ８は通信線９を介して出力電流指令を送信し、第二の目標生成部である目標生成部６は該出力電流指令を受けて目標電流Iout*を生成し、制御部５は該目標電流Iout*を受けてスイッチング素子をＰＷＭ制御する。

次に、電力変換回路４００を、図９に示す概略構成図で説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０は交流入力１の後段から平滑コンデンサ２２までの要素で構成されている。交流電源１は整流回路としてのダイオードブリッジ１２に接続される。ここでダイオードブリッジ１２と並列に整流電圧検出回路（ＳＶ１）３０が接続される。ダイオードブリッジ１２の出力は、整流電流検出回路（ＳＩ１）３１と、限流回路としてのリアクトル１３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１４の交流側が直列接続される。

インバータ回路１４を構成する単相インバータは、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの単相インバータ構成スイッチ１７と１８、ダイオード１５と１６及び直流電圧源１９から構成される。また直流電圧源１９に並列して直流電圧源電圧検出回路（ＳＶ２）３２が接続される。

インバータ回路１４の後段には短絡用スイッチ２１と整流ダイオード２０とが接続され、整流ダイオード２０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ２２の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ２１と整流ダイオード２０のアノードとの接続点がインバータ回路１４の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ２１の他端は平滑コンデンサ２２の負極に接続される。また、平滑コンデンサ２２と並列に平滑コンデンサ電圧検出回路（ＳＶ３）３３が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の回路構成は実施の形態１と同様である。

このような電力変換回路４００を備える電力変換器３００について、まずＡＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を図１０に示す各部の波形に基づいて説明する。ここで、記号を次のように定義する。
Vin：整流電圧検出回路３０で検出されるダイオードブリッジ通過後の電圧値。
Iin：整流電流検出回路３１で検出されるダイオードブリッジ通過後の電流値。
Vsub：直流電圧源電圧検出回路３２で検出されるインバータ回路１４内直流電圧源１９の電圧値。
Vsub*：インバータ回路１４内直流電圧源１９の制御目標電圧値。
Vdc：平滑コンデンサ電圧検出回路３３で検出される平滑コンデンサ２２の電圧値。
Vdc*：平滑コンデンサ２２の制御目標電圧値。
θ：交流電源１からの入力電圧位相。

交流電源１からの入力はダイオードブリッジ１２にて全波整流され、ダイオードブリッジ１２の後段の電圧Vin、電流Iinは、図１０に示すような波形となる。この場合、電圧Vinのピーク電圧が、一定の目標電圧Vdc*に制御される平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcより高いものとする。

インバータ回路１４は、交流電源１からの入力力率が概ね１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ１２後段の電圧Vinに重畳する。図１１〜図１３に示すように、インバータ回路１４内の電流（太線で示す）は、単相インバータ構成スイッチ１７、１８がオフの時には、ダイオード１５を通って直流電圧源１９を充電し、ダイオード１６を通って出力される。

また、単相インバータ構成スイッチ１７のみをオンした時には、電流（太線で示す）は単相インバータ構成スイッチ１７とダイオード１６とを通って出力される。

また同様に、単相インバータ構成スイッチ１８のみをオンした時には、電流（太線で示す）はダイオード１５と単相インバータ構成スイッチ１８を通って出力される。

また、単相インバータ構成スイッチ１７、１８を同時にオンした時には、単相インバータ構成スイッチ１７を通って直流電圧源１９を放電し、単相インバータ構成スイッチ１８を通って出力される。

このような４種の制御の組み合わせにて単相インバータ構成スイッチ１７、１８を制御してインバータ回路１４をＰＷＭ制御する。

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Vinが平滑コンデンサ２２の目標電圧Vdc*と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とし、位相θ＝０から０＜θ１＜θ２となる所定位相θ１まで、短絡用スイッチ２１をオン状態とする。この場合、図１１に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→短絡用スイッチ２１→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ２１はオン状態なので、整流ダイオード２０及び平滑コンデンサ２２には電流が流れない。インバータ回路１４は、ＰＷＭ制御により、例えば、単相インバータ構成スイッチ１７、１８がオフの場合と、単相インバータ構成スイッチ１７のみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１４の直流電圧源１９にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ１の時、短絡用スイッチ２１をオフすると、図１２に示すように、交流電源１からの電流（太線で示す）は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→整流ダイオード２０→平滑コンデンサ２２→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。

位相θが、θ１≦θ≦θ２である時、インバータ回路１４はＰＷＭ制御により、例えば、単相インバータ構成スイッチ１７、１８が同時にオンの場合と、単相インバータ構成スイッチ１７のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持できるように、Vdc*−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１４が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１４の直流電圧源１９は放電される。

次に、位相θ＝θ２にて電圧Vinが平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdc*と等しくなると、短絡用スイッチ２１はオフ状態を継続するが、インバータ回路１４での動作が変わる。

即ち位相θが、θ２≦θ≦π/2である時、図１３に示すように、交流電源１からの電流（太線で示す）は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→整流ダイオード２０→平滑コンデンサ２２→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１４はＰＷＭ制御により、例えば、単相インバータ構成スイッチ１７、１８がオフの場合と、単相インバータ構成スイッチ１８のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ２２の目標電圧Vdc*≦電圧Vinであり、インバータ回路１４は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持できるように、Vin- Vdc*にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１４が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１４の直流電圧源１９は充電される。

図に示すように、π/2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π/2の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。

即ち、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１を特定位相として短絡用スイッチ２１を切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡位相範囲と称す）でのみ、短絡用スイッチ２１をオン状態として平滑コンデンサ２２をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１４は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１９は充電される。そして、上記短絡位相範囲以外の位相では、インバータ回路１４は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ２２の目標電圧Vdc*以下の時、直流電圧源１９は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc*以上の時は、直流電圧源１９は充電される。

θ１を大きくすると、直流電圧源１９に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Vinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc*）を高くすることができる。
０≦θ≦π/2の位相期間では、インバータ回路１４の直流電圧源１９は、上述したように、０≦θ≦θ１、θ２≦θ≦π/2の期間で充電され、θ１≦θ≦θ２の期間で放電される。インバータ回路１４の直流電圧源１９の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。

ここで、Vin＝Vpsinθ、Iin＝Ip sinθとすると、
Vdc*＝Vp・π／（４cosθ１）
となる。このように、平滑コンデンサ２２の目標電圧Vdc*は短絡位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc*に追従するように制御される。

また、０≦θ≦θ１、θ１≦θ≦θ２、θ２≦θ≦π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１４の所望の発生電圧の大きさ以上に直流電圧源１９の電圧Vsubを設定することで、インバータ回路１４は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp sinθ１≦Vsub、（Vdc*−Vpsinθ１）≦Vsub、（Vp−Vdc*）≦Vsub
の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持でき、また入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１４の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。なお、直流電圧源１９の電圧Vsubは、Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。

次に、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１４の制御の詳細について、以下に説明する。

インバータ回路１４は、図１４に示すような制御ブロックで制御される。まず、出力段の平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc*との差５１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力５２ａを演算する。また、インバータ回路１４の直流電圧源１９の電圧Vsubを一定に保つため、該電圧Vsubとその目標電圧Vsub*との差５１ｂをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力５２ｂを演算し、両出力５２ａ、５２ｂの和から電流Iinの振幅目標値５３を決定する。そして、この振幅目標値５３に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin*５４を生成する。次に、電流指令Iin*５４と検出された電流Iinとの差５５をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１４の発生電圧の目標値となる電圧指令５６とする。この時、短絡用スイッチ２１のオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令５５を補正する。そして、補正後の電圧指令５７を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１４の各単相インバータ構成スイッチ１７、１８への駆動信号を生成し、インバータ回路１４を動作させる。

交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１の特定位相において、短絡用スイッチ２１のオン／オフを切り換えるが、インバータ回路１４は、短絡用スイッチ２１をオンからオフにする際には、直流電圧源１９を充電する制御から放電する制御に切り替わり、オフからオンにする際には、直流電圧源１９を放電する制御から充電する制御に切り替わる。上記のように、短絡用スイッチ２１のオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令５６を補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。

図１５は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcの波形を示す。平滑コンデンサ２２の後段にはＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び負荷である高圧バッテリ７が接続されているため、短絡用スイッチ２１がオンされて平滑コンデンサ２２へ電流が流れていない時は、平滑コンデンサ２２に蓄えられているエネルギは負荷側へ伝達され、平滑コンデンサ２２は放電され直流電圧Vdcは減少する。また短絡用スイッチ２１がオフされて平滑コンデンサ２２へ電流が流れる時は、平滑コンデンサ２２は充電され直流電圧Vdcは増加する。即ち、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcは安定した直流電圧ではなく、脈流を含んだ状態で目標電圧Vdc*に維持される。

ここで、短絡用スイッチ２１は交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）を基準として交流電源１の２倍の周波数でオン／オフが切り換えられる。平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcの充電／放電は短絡用スイッチ２１のオン／オフによって切り換わるため、直流電圧Vdcは交流電源１の２倍の周波数成分を持つの脈流となる。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１について説明する。本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の構成は実施の形態１と同様であり、動作は図４、図５で説明した通りである。

次に、出力電流Ioutを目標電流Iout*に追従させるための制御部５の制御の詳細について以下に説明する。

フォワードコンバータスイッチ２３は図１６に示すような制御ブロックで制御される。まず、出力電流Ioutと目標電流Iout*との差８０をフィードバック量としてＰＩ制御した出力をＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutの目標電圧８１とする。次に、トランス２４の巻線比（N₂/N₁）、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcより、出力電圧Voutの目標電圧８１を出力するＰＷＭデューティ８２を求める。該ＰＷＭデューティ８２を用いて、ＰＷＭ制御によりフォワードコンバータスイッチ２３への駆動信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を動作させる。

次に、目標生成部６の処理について説明する。ここではまず、目標生成部６によって適切な目標電流Iout*が設定されず、従来方式のように出力電流指令に従って制御したときの動作波形について、図を用いて説明する。

ＥＣＵ８からの出力電流指令として入力電力の制限により出力不可能な値を受け、該出力電流指令を目標電流Iout*とした場合の波形を図１７に示す。出力電流指令に追従した場合に出力される電力が最大入力電力を上回っている場合は、電力変換器３００は十分な出力電流Ioutを出力できず、出力電流Ioutは目標電流Iout*に追従することができないため、制御部５はＰＷＭデューティを増加し続けてＰＷＭデューティが上限値に固定される。

ここで平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcは交流電源１の２倍の周波数成分を持つ脈流となっているため、ＰＷＭデューティが固定された場合、トランス２４の二次側電圧Vtr2は脈流の影響を受け、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutにリプルを生じる。これより、出力電流Ioutは平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcと同じ周波数成分のリプルを生じ、出力電力が安定しない。

出力電力が安定しない問題を解決するための目標生成部６の処理について、図１８のフローチャートを用いて説明する。まず、制御部５で計算しているＰＷＭデューティが上限値に達しているか否かを判定する（P90）。ここでは、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcのリプル１周期分等、ＰＷＭデューティが十分に変動する期間においてＰＷＭデューティが上限値に達したかを判定する。P90において、ＰＷＭデューティが上限値に達していると判定されたならば、目標電流Iout*を制御可能な値へ減少させるため、以下の計算により目標電流Iout*を設定し（P91）、処理を終了する。
目標電流Iout*_N = 目標電流Iout*_N-1− 目標電流補正値Δ
上式では、求めたい目標電流Iout*をN、一回前のフロー実行時に計算した目標電流Iout*をN-1で表している。また目標電流補正値Δは目標電流Iout*の補正増減量である。

またP90において、ＰＷＭデューティが上限値に達していないと判定されたならば、以下の計算により目標電流Iout*を設定する（P92）。
目標電流Iout*_N = 目標電流Iout*_N-1+ 目標電流補正値Δ
そして、設定した目標電流Iout*が出力電流指令よりも大きいか判定する（P93）。目標電流Iout*が出力電流指令以下であると判定されたならば、そこで処理を終了する。P93において、目標電流Iout*が出力電流指令よりも大きいと判定されたならば、目標電流Iout*を出力電流指令に設定し（P94）、処理を終了する。このようなフローを繰り返し実行することにより、ＰＷＭデューティが上限値に達しないよう目標電流Iout*が設定されるため、出力電流Ioutのリプルを抑制でき、安定した電力を出力可能になる。

実施の形態２によれば、ＰＷＭデューティが上限値に達しないよう目標電流Iout*を設定するため、出力電流Ioutの制御性が損なわれることなく、安定した出力電力を得ることができる。また、短絡用スイッチ２１のオン／オフによる充放電切り換えにより平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcに脈流を生じる構成であっても、ＰＷＭデューティが固定されない目標電流Iout*を設定し、出力電流Ioutを安定化することが可能である。

ここで、本実施の形態でのＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、短絡用スイッチ２１を常時オフ、または接続しない構成であってもよく、このとき平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcの脈流は短絡用スイッチ２１のオン／オフに関係しなくなるが、この場合についても同様に出力電流Ioutを安定化することが可能である。

なお、実施の形態２では、ＥＣＵ８からの出力電流指令を受けて目標生成部６は目標電流Iout*を生成し、制御部５は目標電流Iout*に従って電流制御する方法を示したが、これに限らず、ＥＣＵ８からの出力電力指令を受けて目標生成部６は目標電力Pout*を生成し、制御部５は目標電力Pout*に従って電力制御するものであってよい。

また、本実施の形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成るインバータ回路１４を備え、平滑コンデンサ２２の電圧Vdcを目標電圧に追従させると共に、交流電源からの入力力率を改善するように、インバータ回路１４を電流指令を用いて制御するＡＣ／ＤＣコンバータの一例を示しているが、これに限らず、インバータ回路１４が単相インバータを複数備える構成や、入力直後のダイオードブリッジを備えずインバータ回路１４の後段のダイオードで整流する構成等であっても、同様の効果が得られる。

実施の形態３．
以下、本発明の実施の形態３について説明する。実施の形態３に係る電源装置のブロック構成図は、実施の形態２と同様である。本実施の形態による電力変換回路400の概略構成図を図１９に示す。図の回路は、実施の形態２で示す図９から出力電流検出回路３４を取り除いた構成である。

このような構成において、出力電流を目標電流Iout*に追従させるための制御部５の制御の詳細について以下に説明する。ここで、記号を次のように定義する。
Pin：交流電源１から入力される電力値。
Iout*：出力電流Ioutの制御目標電流値。

フォワードコンバータスイッチ２３は図２０に示すような制御ブロックで制御される。先ず、入力電力Pinから負荷電圧Vloadを除算し、出力電流の推定値１００を求める。ここで入力電力Pinは、整流電圧検出回路３０で検出した電圧と、整流電流検出回路３１から検出した電流より求めた入力電力である。次に、出力電流の推定値１００と目標電流Iout*との差１０１をフィードバック量としてＰＩ制御した出力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Voutの目標電圧１０２とする。そして、トランス２４の巻線比（N₂/N₁）、平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcより、出力電圧Voutの目標電圧１０２を出力するＰＷＭデューティ１０３を求める。該ＰＷＭデューティ１０３を用いて、ＰＷＭ制御によりフォワードコンバータスイッチ２３への駆動信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を動作させる。

次に、第二の目標生成部である目標生成部６の処理について、図２１のフローチャートを用いて説明する。目標生成部６では、出力電流指令で示される電流が出力されるときの推定出力電力が最大入力電力以上の場合に、ＤＣ／ＤＣ変換器１１への入力電圧である平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcのリプルから出力電流に生じるリプルを推定し、直流電圧Vdcのリプルに基づいて目標電流Iout*を決定する処理を示している。

先ず、第一の目標生成部であるＥＣＵ８からの出力電流指令で示される電流が出力されるときの推定出力電力が最大入力電力以上であるかを判定する（P110）。P110において推定出力電力が最大入力電力以上でなければ、ＥＣＵ８からの出力電流指令を目標電流Iout*として設定し（P114）、処理を終了する。P110において推定出力電力が最大入力電力以上であれば、ＤＣ／ＤＣ変換器１１の入力電圧である平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcのリプルの振幅を検出する（P111）。

次に直流電圧Vdcのリプルの振幅と所定のリプル許容値との差分から次式のように目標電流補正値を計算する（P112）。
目標電流補正値 = (リプル振幅 − リプル許容値)×補正係数
上式の補正係数は、電圧リプルの差分を電流値に変換する係数である。また、計算した目標電流補正値は下限値を0として制限し、0未満のときは、目標電流補正値に0を代入する。次に、最大入力電力が入力される場合に出力される出力電流値から目標電流補正値を減算して目標電流Iout*とし（P113）、処理を終了する。

実施の形態３によれば、ＰＷＭデューティの上限値固定により制御性が損なわれないよう目標電流Iout*を設定するにあたり、出力電流に生じるリプルを検出する手段を保有していない場合であっても、ＤＣ／ＤＣ変換器１１への入力電圧である平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcのリプルから出力電流に生じるリプル量を推定することにより、リプルを抑制する適切な目標電流Iout*を設定することができる。また、ＤＣ／ＤＣ変換器１１への入力電圧である平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcのリプルに閾値を設け、該閾値を超過したときに出力電流に生じるリプルが許容値を超過したと推定することにより、抑制したいリプル量についてより的確な制御を実現できる。

なお、実施の形態３では、ＥＣＵ８からの出力電流指令を受けて、目標生成部６はＤＣ／ＤＣコンバータ１１への入力リプルに応じて目標電流Iout*を生成し、制御部５は目標電流Iout*に従って電流制御する方法を示したが、これに限らず、ＥＣＵ８からの出力電力指令を受けて、目標生成部６はＤＣ／ＤＣコンバータ１１への入力リプルに応じて目標電力Pout*を生成し、制御部５は目標電力Pout*に従って電力制御するものであってよい。また、上記実施の形態では、ＤＣ／ＤＣ変換器１１への入力電圧である平滑コンデンサ２２の直流電圧Vdcのリプルに応じて目標電流Iout*を設定したが、これに限らず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１への入力電流リプルに応じて目標電流Iout*を設定するものであってよい。

なお、上記各実施の形態で示した電源装置２００を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、一般的なフォワードコンバータ回路で構成される例を示したが、他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路であってよく、制御方法も上記例に限らない。また、上記各実施の形態ではＡＣ／ＤＣコンバータ１０とＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される電源装置２００について示したが、これに限らず、スイッチング素子により出力制御する回路で構成されるものであればよい。また、電源装置２００の構成は図１の構成に限らず、例えば、目標生成部６は電力変換器３００の外部に備える、またはＥＣＵ８の機能を電力変換器３００の内部に備える、等の構成であってよい。

１ 交流電源、 ５ 制御部、
６ 目標生成部、 ７ 高圧バッテリ、
８ ＥＣＵ、 ９ 通信線、
１０ ＡＣ／ＤＣコンバータ、 １１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１２ ダイオードブリッジ、 １３ リアクトル、
１４インバータ回路、 １５、１６ ダイオード、
１７、１８ 単相インバータ構成スイッチ、１９ 直流電圧源、
２０ 整流ダイオード、 ２１ 短絡用スイッチ、
２２ 平滑コンデンサ、 ２３ フォワードコンバータスイッチ、
２４ トランス、 ２５、２６ 二次側整流ダイオード、
２７ 平滑リアクトル、 ２８ コンデンサ、
３０ 整流電圧検出回路、 ３１ 整流電流検出回路、
３２ 直流電圧源電圧検出回路、 ３３ 平滑コンデンサ電圧検出回路、
３５ 出力電圧検出回路、
２００ 電源装置、
３００ 電力変換器、
４００ 電力変換回路。

Claims (12)

1. 半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電力の目標値として第一の出力電力目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電力目標値を受けて第二の出力電力目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電力目標値に従い出力制御する制御部とを備えた電源装置であって、前記第二の出力目標生成部は、前記出力段に設けられた半導体素子のスイッチングに係るデューティ値を前記制御部より受け、該デューティ値が上限値を超過しないよう前記第二の出力電力目標値を設定することを特徴とする電源装置。
2. 半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電流の目標値として第一の出力電流目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電流目標値を受けて第二の出力電流目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電流目標値に従い出力制御する制御部とを備えた電源装置であって、前記第二の出力目標生成部は、前記出力段に設けられた半導体素子のスイッチングに係るデューティ値を前記制御部より受け、該デューティ値が上限値を超過しないよう前記第二の出力電流目標値を設定することを特徴とする電源装置。
3. 半導体素子のスイッチングにより電力変換する電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電力の目標値として第一の出力電力目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電力目標値を受けて第二の出力電力目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電力目標値に従い出力制御する制御部と、前記電力変換回路の出力を検出する出力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電力目標値が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記出力検出手段により検出された出力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電力目標値よりも低い値を前記第二の出力電力目標値として設定することを特徴とする電源装置。
4. 半導体素子のスイッチングにより電力変換する電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電流の目標値として第一の出力電流目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電流目標値を受けて第二の出力電流目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電流目標値に従い出力制御する制御部と、前記電力変換回路の出力を検出する出力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電流目標値で示される電
   流が出力されるときの推定出力電力が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記出力検出手段により検出された出力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電流目標値よりも低い値を前記第二の出力電流目標値として設定することを特徴とする電源装置。
5. 前記出力検出手段が検出する出力は、前記電力変換回路の出力電流であることを特徴とする請求項３または４に記載の電源装置。
6. 前記出力検出手段が検出する出力は、前記電力変換回路の出力電圧であることを特徴とする請求項３または４に記載の電源装置。
7. 半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電力の目標値として第一の出力電力目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電力目標値を受けて第二の出力電力目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電力目標値に従い出力制御する制御部と、前記出力段への入力を検出する入力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電力目標値が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記入力検出手段により検出された前記出力段への入力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電力目標値よりも低い値を前記第二の出力電力目標値として設定することを特徴とする電源装置。
8. 半導体素子のスイッチングにより出力制御される出力段を持つ電力変換回路と、前記電力変換回路の出力電流の目標値として第一の出力電流目標値を生成する第一の出力目標生成部と、前記第一の出力電流目標値を受けて第二の出力電流目標値を生成する第二の出力目標生成部と、前記第二の出力電流目標値に従い出力制御する制御部と、前記出力段への入力を検出する入力検出手段とを備えた電源装置であって、前記第一の出力電流目標値で示される電流が出力されるときの推定出力電力が最大入力電力以上である場合に、前記第二の出力目標生成部は、前記入力検出手段により検出された前記出力段への入力の変動が所定の閾値を超過したとき、前記第一の出力電流目標値よりも低い値を前記第二の出力電流目標値として設定することを特徴とする電源装置。
9. 前記入力検出手段が検出する前記出力段への入力は、前記出力段への入力電流であることを特徴とする請求項７または８に記載の電源装置。
10. 前記入力検出手段が検出する前記出力段への入力は、前記出力段への入力電圧であることを特徴とする請求項７または８に記載の電源装置。
11. 前記電力変換回路は、交流入力電源からの交流電力を直流電力に電力変換するＡＣ／ＤＣ変換回路と、該ＡＣ／ＤＣ変換回路の出力を受けて所定の直流電力を出力するＤＣ／ＤＣ変換回路から構成されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の電源装置。
12. 前記ＡＣ／ＤＣ変換回路は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータを１以上直列接続するインバータ回路と、該インバータ回路の後段に整流素子を介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサとを備え、前記制御部は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流入力電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路を電流指令を用いて制御することを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。

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