JP5523508B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

例えば、特開２００９−９５１６０号公報に示された従来の電力変換装置は、入力交流をダイオードブリッジにより全波整流し、ダイオードブリッジの後段にリアクトルを介して単相インバータ回路が接続されている。また、単相インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して平滑コンデンサが接続され、さらに単相インバータ回路と平滑コンデンサが短絡用スイッチを介して接続されている。

単相インバータ回路は複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源で構成され、交流入力電源（単に、交流電源とも記す）からの入力力率を改善するように、インバータ回路を制御する。また、短絡用スイッチは交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロスを中心とする短絡位相範囲でのみオンし、平滑コンデンサをバイパスさせる。

このような構成とすることで、短絡用スイッチは高周波スイッチングが不要となり、入力力率を改善し出力段の電圧を制御するインバータ回路は、スイッチングで扱う電圧を比較的小さい電圧にできる。
このため、大きなリアクトルを必要することなく、スイッチング損失及びノイズを低減でき、電力損失及びノイズの低減化と装置構成の小型化が可能となる。

特開２００９−９５１６０号公報

このような従来の電力変換装置では、交流入力電源の所定電圧値から出力できる直流電圧範囲は、インバータ回路が有する直流電圧源の電圧の大きさに依存する。
広い入出力電圧範囲を扱うためには、インバータ回路が有する直流電圧源の電圧を大きくする必要がある。
また、短絡スイッチをオン（ＯＮ）／オフ（ＯＦＦ）する位相によってインバータ回路が有する直流電圧源の電圧を調整するため、調整用のマージンを確保しなければならず、直流電圧源の電圧を大きくする必要があった。
直流電圧源の電圧を大きくすると、インバータを構成する素子の高耐圧化をまねき、電力変換装置の小型化や低価格化、及び低損失化の妨げとなっていた。
また、インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲から外れた場合、入力力率の改善を行ったままインバータ回路が有する直流電圧源の電圧を所定の範囲に復帰させることができず、運転を継続させることが困難であった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、インバータ回路とコンバータ回路の出力を制御する制御回路を備え、インバータ回路とコンバータ回路の出力制御を切り替えることで、インバータ回路の有する直流電圧源の電圧を抑えながら入出力電圧範囲を拡大することができ、インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲から外れても運転を継続させながら復帰させることができる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第２の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充放電量を調整するものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、制御回路は、平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に交流電源からの入力力率を改善するようにインバータ回路の出力制御とコンバータ回路の出力制御を切り替えることで、インバータ回路の有する直流電圧源の電圧を増加させることなく、入出力範囲を拡大することができ、低損失化及び低価格化、小型化を促進することができると共に、コンバータ回路ＰＷＭ制御することで、平滑コンデンサの直流電圧を目標電圧に追従させ、交流電源からの入力力率を改善するように制御しながら、インバータ回路の直流電圧源の充放電量を調整することができる。

実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の基本的な動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態１による電力変換装置の基本的な動作を説明するための図である。 実施の形態１による電力変換装置の基本的な動作を説明するための図である。 実施の形態１による電力変換装置の基本的な動作を説明するための図である。 実施の形態１による電力変換装置のコンバータ回路の動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態１による電力変換装置のコンバータ回路の動作を説明するための図である。 実施の形態１によるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 実施の形態１によるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 実施の形態２による電力変換装置の動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態２によるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 実施の形態２によるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 実施の形態３による電力変換装置の動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態３による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。 実施の形態４による電力変換装置の概略構成を示す図である。 実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための図である。 実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための図である。 実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための図である。 実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための図である。 実施の形態４による電力変換装置の降圧限界の動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態４による電力変換装置の電圧逸脱の動作を説明するための各部の波形図である。 実施の形態４による電力変換装置の電圧範囲逸脱の制御を示す制御ブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図１に示すように、交流電源１は、限流回路としてのリアクトル２に接続される。
リアクトル２の後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。
インバータ回路１００を構成する単相インバータは、半導体スイッチ素子３〜６及び充電コンデンサである直流電圧源７から構成される。
ここで、半導体スイッチ素子３〜６は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などを用いる。
なお、リアクトル２はインバータ回路１００の後段に直列接続してもよい。

また、インバータ回路１００の後段には、コンバータ回路２００が接続される。
インバータ回路１００の交流出力線には半導体スイッチ素子８と整流ダイオード１０とが接続され、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１２の正極に接続される。
ここでは、半導体スイッチ素子８と整流ダイオード１０のアノードとの接続点がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、半導体スイッチ素子８の他端は平滑コンデンサ１２の負極に接続される。
また、コンバータ回路２００は、半導体スイッチ素子８、９と整流ダイオード１０、１１とでブリッジ回路を構成している。
なお、コンバータ回路２００は、インバータ回路１００と同様に、半導体スイッチ素子８、９はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどを用い、整流ダイオード素子１０、１１も半導体スイッチ素子で構成してもよい。

制御回路１３は、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂと、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃと、交流電源１の電圧Ｖｉｎ、電流Ｉｉｎとを入力として、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊となるように、インバータ回路１００及びコンバータ回路２００を構成する半導体スイッチ素子３、４、５、６、８、９へのゲート信号（即ち、半導体スイッチ素子制御信号）を生成して、インバータ回路１００及びコンバータ回路２００の出力を制御する。

なお、図１及び後掲する図３〜５、７、１５、１７〜２０において、Ａは交流電源１とリアクトル２を接続する交流電源１の第１の端子、Ｂは交流電源１とコンバータ回路２００の出力を接続する第２の端子である。
また、Ｃは半導体スイッチ素子３、５及びリアクトル２の接続点、Ｄは半導体スイッチ素子４、６の接続点、Ｅは直流電圧源７の＋端子と半導体スイッチ素子４、５の接続点、Ｆは直流電圧源７の−端子と半導体スイッチ素子３、６の接続点である。
また、Ｇは半導体スイッチ素子８と整流ダイオード１０の接続点（一方の交流端子とも称す）であり、接続点Ｄにと接続されている。
接続点Ｈは半導体スイッチ素子９と整流ダイオード１１の接続点（他方の交流端子とも称す）であり、第２の端子Ｂに接続されている。
また、Ｉは整流ダイオード１０、１１の接続点、Ｊは半導体スイッチ素子８、９の接続点である。
また、Ｋ、Ｌは平滑コンデンサ１２の＋側及び−側の出力端子であり、出力端子Ｋ、Ｌに接続される配線（電力線）は直流母線と称する。

このように構成された電力変換装置の基本的な動作について、図２に示す各部の波形に基づいて説明する。ここでは、交流電源１からの入力電圧が正極性（位相θが０≦θ≦π）のときを例にして説明する。
交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎ、電流Ｉｉｎは、図２に示す波形となる。
Ｖｄｃは一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊に制御される平滑コンデンサ１２の直流電圧であり、電圧Ｖｉｎのピーク電圧が平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃより高いものとする。

インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概ね１になるようにＰＷＭ制御により電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Ｖｉｎに重畳する。
なお、入力力率を概ね１になるように制御することにより、入力力率が改善される。
インバータ回路１００内の電流は、図３に示すように、半導体スイッチ素子３、４がオフ、半導体スイッチ素子５、６がオンの時には、半導体スイッチ素子５を通って直流電圧源７を充電し、半導体スイッチ素子６を通って出力される。

また、半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフした時には、インバータ回路１００内の電流は半導体スイッチ素子３と半導体スイッチ素子６とを通って出力される。また、同様に、半導体スイッチ素子４、５をオン、半導体スイッチ素子３、６をオフした時には、インバータ回路１００内の電流は半導体スイッチ素子４と半導体スイッチ素子５を通って出力される。上記の場合は直流電圧源７の充放電は行われない。

また、半導体スイッチ素子３、４をオン、半導体スイッチ素子５、６をオフした時には、半導体スイッチ素子３を通って直流電圧源７を放電し、半導体スイッチ素子４を通って出力される。このような４種類の制御の組合せにて半導体スイッチ素子３〜６を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。
なお、図３、図４などにおける太い実線及び点線の矢印は、電流経路を示している。

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊と等しくなるときの位相をθ２（０＜θ２＜π／２）とし、位相θ＝０から０＜θ１＜θ２となる所定位相θ１まで、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８、９をオン状態とする。
この場合、図３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル２→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子８→半導体スイッチ素子９→交流電源１の経路で流れる。半導体スイッチ素子８、９はオン状態なので、整流ダイオード１０、１１及び出力段の平滑コンデンサ１２には電流が流れない。

インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子３、４がオフの場合と半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合とを組み合わせて、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源７にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ１の時、半導体スイッチ素子８、９をオフすると、図４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル２→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１２→半導体スイッチ素子９のダイオード→交流電源１の経路で流れる。

位相θが、θ１≦θ≦θ２である時、インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御によって、例えば、半導体スイッチ素子３、４がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合とを組み合わせて出力する。
この時、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持できるように、Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Ｉｉｎの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源７は放電される。

次に、位相θ＝θ２にて電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃ^＊と等しくなると、半導体スイッチ素子８、９はオフ状態で継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち、位相θが、θ２≦θ≦π／２である時、図５に示すように、交流電源１→リアクトル２→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１２→半導体スイッチ素子９のダイオード→交流電源１の経路で電流が流れる。

また、インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子３、４がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子３、６がオフの場合とを組み合わせて出力する。
この時、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持できるように、Ｖｉｎ−Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧をＶｉｎの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Ｉｉｎの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源７は充電される。

π／２≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π／２の位相期間とは対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。即ち、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡位相範囲２０と称す）において、半導体スイッチ８、９をオン状態として平滑コンデンサ１２をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力し、直流電圧源７は充電される。

そして、上記短絡位相範囲２０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。
このとき、電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊以下の時、直流電圧源７は放電され、電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｄｃ^＊以上の時は、直流電圧源７は充電される。

なお、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８、９は短絡位相範囲２０において同時にオン状態としたが、交流電源１の極性が正の場合に半導体スイッチ素子８のみオン状態とし、交流電源１の極性が負の場合に半導体スイッチ素子９のみオン状態としてもよく、その場合、他方の半導体スイッチ素子８、９に接続されたダイオードを経て電流が流れる。

次に、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ^＊への追従方法と、イン
バータ回路１００が上述した所望の制御を行うための条件について説明する。
０≦θ≦π／２の位相期間では、インバータ回路１００の直流電圧源７は、上述したように０≦θ≦θ１、θ２≦θ≦π／２の期間で充電され、θ１≦θ≦θ２の期間で放電される。
インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電エネルギが等しいとすると、以下の式１が成り立つ。ただし、Ｖｐは電圧Ｖｉｎのピーク電圧、Ｉｐは電流Ｉｉｎのピーク電流である。

ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとすると、以下の式２となる。

このように、平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊はθ１により決まり、このθ１を変化させて平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊を制御できる。
そして、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃは該目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧をＶｓｕｂとすると、０≦θ≦θ１、θ１≦θ≦θ２、θ２≦θ≦π／２、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に電圧Ｖｓｕｂを設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。
即ち、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持でき、また入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００の制御を、交流電源１の全位相において信頼性よく行うためには、Ｖｓｕｂは以下の式３〜式５を満足する必要がある。

なお、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂは、交流電源１の電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路１００では、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが大きくなるとスイッチング損失が増大する。さらに、インバータ回路１００を構成する半導体スイッチ素子３〜６の高耐圧化が必要になり、小型化・低
価格化の妨げとなる。
したがって、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂは上記した式３〜式５の条件を満足する範囲で小さく設定するのが望ましい。

次にコンバータ回路２００を制御してインバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量を調整する原理について、図６を用いて説明する。
ここでは、直流電圧源７の電圧が所望の電圧よりも低く、放電量を削減して所望の電圧に近づける場合の例を示す。

位相θ１＜θ３＜θ２となる所定位相θ３を設け、位相θが、θ１≦θ≦θ３のとき（以下、ＰＷＭ位相範囲３０と称す）に、例えば、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６をオン状態、半導体スイッチ素子４、５をオフ状態、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子９をオン状態とする。
図７に示すように、半導体スイッチ素子８がオフ状態の場合、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル２→半導体スイッチ素子３→半導体スイッチ素子６→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１２→半導体スイッチ素子９→交流電源１の経路で流れる。
半導体スイッチ素子８がオン状態の時は、交流電源１→リアクトル２→半導体スイッチ素子３→半導体スイッチ素子６→半導体スイッチ素子８→半導体スイッチ素子９→交流電源１の経路で電流が流れる。

コンバータ回路２００は、半導体スイッチ素子８をＰＷＭ制御し、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊を維持できるように、Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御する。
この間、インバータ回路１００は、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態なので、直流電圧源７には電流が流れ込まず、直流電圧源７の充放電は行われない。
なお、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態の代わりに、半導体スイッチ素子４、５をオン、半導体スイッチ素子３、６をオフ状態としてもよい。
なお、ＰＷＭ位相範囲３０においては、目標電圧Ｖｄｃ^＊への維持及び電流Ｉｉｎの制御はコンバータ回路２００が行い、インバータ回路１００は動作しないので、式３〜式５の条件は適用されない。

前掲した図２において、０≦θ≦θ１及びθ２≦θ≦π／２の期間は直流電圧源７を充電し、θ１≦θ≦θ２の期間は直流電圧源７を放電し、θ１は充放電量が等しくなる位相として設定している。
したがって、図６において、コンバータ回路２００による電流Ｉｉｎの制御を実施し、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態とすることにより、θ１≦θ≦θ３の期間で直流電圧源７の充放電を行わなくすることで、放電量を削減することができる。また、θ３を調整することで、放電量を調整することができる。つまり、放電量を大きくする場合はθ３をθ２に近づけ、放電量を小さくする場合はθ３をθ１に近づける。

なお、図６のθ１〜θ３の期間では、半導体スイッチ３〜６を常に上記の状態（即ち、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態）とする（固定する）ことにより、電流経路は直流電圧源７を経由しないので、インバータ回路１００としては、出力電圧が０となる。
一方、θ１〜θ３以外の期間では、図３〜図５に示すように、半導体スイッチ３〜６はＰＷＭ制御される（「直流電圧源７を経由する／経由しない」を繰り返す）。したがって、インバータ回路１００は平均的には所望の電圧を出力する（直流電圧源７を充放電する）ことになる。
θ１〜θ３の期間においてインバータ回路１００の出力電圧を０にすることにより、電流経路が直流電圧源７を経由せず、直流電圧源７が放電しなくなり（放電量を削減）、所望の電圧に近づく。

ここでは、例としてインバータ回路１００の直流電圧源７の電圧が所望の電圧よりも低く、放電量を削減する場合を示したが、直流電圧源７の電圧が所望の電圧よりも高く、充電量を削減する場合は、θ３を０＜θ３＜θ１となるように設定する。
つまり、交流電源１からの入力電圧位相θがθ３≦θ≦θ１の範囲において、コンバータ回路２００による電流Ｉｉｎの制御を実施し、直流電圧源７の充放電を行わなくすることで、充電量を削減し、直流電圧源７の電圧を所望の電圧に近づける。

次に、ＰＷＭ位相範囲３０の制御方法と、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御するコンバータ回路２００の制御の詳細について図８を用いて説明する。
まず、図８（ａ）に示すように、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃと交流電源１からの入力電圧実効値Ｖａｃからθ１算出部２１により、式２を用いてθ１を算出する。

次に、図８（ｂ）に示すように、インバータ回路１００の直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊との差２２をフィードバック量として、ＰＩ制御し、θ３を求める。これにより、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも高いときは、θ３を減少させて充電量を減少させ、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも低いときは、θ３を増加させて放電量を減少させる。θ１及びθ３の算出は、例えば交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相にて実行する。
なお、θ１及びθ３の算出は、交流電源１からの入力電圧のピーク（位相θ＝±π／２）でも実行してもよい。θ１及びθ３の算出間隔が短くなるので、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂの目標電圧Ｖｓｕｂ^＊への追従性が良くなる。

図８（ｃ）に示すように、コンバータ回路２００による電流制御は、出力段の平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ^＊との差２３をフィードバック量として、ＰＩ制御し、電流Ｉｉｎの振幅目標値２４を求める。
そして、この振幅目標値２４に基づいて、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令Ｉｉｎ^＊を生成する。次に、電流指令Ｉｉｎ^＊と検出された電流Ｉｉｎとの差２５をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２６とする。

そして、電圧指令２６を用いて、ＰＷＭ制御波形２７を生成する。
さらにゲート信号生成部２８において、半導体スイッチ素子８、９を制御するゲート信号２９を生成する。
ゲート信号２９は、交流電源１からの入力電圧位相θが、θ≦θ１のときは半導体スイッチ素子８、９をオンする信号、θ１≦θ≦θ３のときはＰＷＭ制御波形２７、θ３≦θのときは半導体スイッチ素子８、９をオフする信号である。

次に、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００の制御の詳細について、以下に説明する。
インバータ回路１００は、図９に示すような制御ブロック（制御構成）で制御される。
まず、出力段の平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ^＊との差４１をフィードバック量として、ＰＩ制御し、電流Ｉｉｎの振幅目標値４２を求める。そして、この振幅目標値４２に基づいて、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令Ｉｉｎ^＊を生成
する。次に、電流指令Ｉｉｎ^＊と検出された電流Ｉｉｎとの差４３をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令４４とする。

このとき、半導体スイッチ素子８、９のオン／オフ切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令４４を補正する。
そして、補正後の電圧指令４５（半導体スイッチ素子８、９のオン／オフ切り替え時以外は補正前電圧指令４４）を用いて、ＰＷＭ制御波形４６を生成する。さらにゲート信号生成部４７において、半導体スイッチ素子３〜６を制御するゲート信号４８を生成する。
ゲート信号４８は、交流電源１からの入力電圧位相θがθ１＜θ＜θ３のときは半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフし続け、それ以外の位相のときは生成したＰＷＭ制御波形４６を出力する。

この実施の形態では、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃと交流電源１からの入力電圧実効値Ｖａｃからインバータ回路１００の直流電圧源７の充電量と放電量を等しくする位相θ１を求め、直流電圧源の電圧ＶｓｕｂからＰＷＭ位相範囲３０となるθ３を求める。
そして、交流電源１の入力電圧の位相θ１〜θ３においては、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御し、それ以外の期間においてはインバータ回路１００をＰＷＭ制御することで、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御しながら、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量を調整することができる。

また、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量調整を、θ１ではなく、ＰＷＭ位相範囲３０であるθ３によって行うことで、直流電圧源７の充放電量の調整を実施するために式３〜式５の制約を受けることがない。つまり式２〜式５より、交流電源１からの入力電圧実効値Ｖａｃと平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃの取りうる範囲を決定する際に、直流電圧源７の充放電量の調整によるマージンを考慮する必要がないので、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを増加させることなく、電力変換装置の動作範囲を拡大することができ、小型化、低価格化、低損失化が実現できる。

上記実施の形態では、電圧Ｖｉｎのピーク電圧が平滑コンデンサ１１の直流電圧Ｖｄｃより高いものとしたが、低くしても良い。その場合、上述したθ２≦θ≦π／２の位相範囲での動作はなく、０≦θ≦θ１で直流電圧源７は充電、θ１≦θ≦θ３で直流電圧源７は充放電なし、θ３≦θ≦π／２で直流電圧源７は放電する動作をする。

また、上記実施の形態では、コンバータ回路２００がＰＷＭ制御を行うＰＷＭ位相範囲３０において、インバータ回路１００は半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフして０を出力していたが、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを増加させる場合に、インバータ回路１００は交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力してもよい。

つまり、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオンの時は、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子５、６のみオンとして交流電源１と逆特性の電圧を出力し、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオフのときは、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６のみオンとして、０を出力する。
これにより、インバータ回路１００は交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力するので、直流電圧源７は充電される。
直流電圧源７の放電量が減少し、充電量が増加するので、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを増加させることができる。

インバータ回路１００は交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力することで、半導体スイッチ素子８、９のドレイン−ソース間に印加される電圧が小さくなり、スイッチング損失を低減することができる。また、リアクトル２の印加電圧は、交流電源１の電圧Ｖｉｎとインバータ回路１００が出力する電圧との差電圧となるので、リアクトル２の印加電圧を低減することができる。
したがって、リアクトル２の鉄損及びインダクタンス値を低減することができ、電力変換装置を低損失化、小型化、低価格化することができる。

なお、上記した実施の形態では、インバータ回路１００が１つの単相インバータで構成されている例を示したが、複数の単相インバータの交流側を直列接続してインバータ回路１００を構成してもよい。

以上説明したように、実施の形態１による電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子３〜６と直流電圧源７とを有する単相インバータの交流側（接続点Ｃ側）を直列接続して構成され、該交流側を交流電源１の第１の端子Ａに直列接続して単相インバータの出力を交流電源１の出力に重畳するインバータ回路１００と、直流母線間に複数の半導体スイッチ８、９を有し、一方の交流端子Ｇがインバータ回路１００の出力に接続され、他方の交流端子Ｈが直流電圧源７の第２の端子Ｂに接続され、直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路２００と、直流母線間に接続され、コンバータ回路２００の出力を平滑する平滑コンデンサ１２と、インバータ回路１００とコンバータ回路２００の出力を制御する制御回路１３とを備え、
該制御回路１３は、平滑コンデンサ１２の電圧を目標電圧に追従させると共に交流電源１からの入力力率を改善するように、インバータ回路１００の出力制御とコンバータ回路２００の出力制御を切り替える。

また、インバータ回路１００は、複数の単相インバータで構成され、各単相インバータの出力の総和を交流電源１の出力に重畳する。
また、制御回路１３は、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御し、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充放電量を調整する。
また、制御回路１３は、交流電源１の電圧値、直流母線間の電圧値及びインバータ回路１００が有する直流電圧源７の電圧値から、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充放電量が等しくなるように、コンバータ回路２００を短絡して平滑コンデンサ１２をバイパスさせる位相を制御する。
また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源の電圧値により、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路２００のＰＷＭ制御とを切り替える位相を制御する。

また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源の電圧値が所定の電圧値よりも小さい場合に、コンバータ回路２００を短絡する位相以上の期間でコンバータ回路２００のＰＷＭ制御を行い、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の放電量を減少させる。
また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の電圧値が所定の電圧値よりも大きい場合に、コンバータ回路２００を短絡する位相以下の期間でコンバータ回路２００のＰＷＭ制御を行い、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充電量を減少させる。

また、制御回路１３は、交流電源１の出力電圧がゼロクロスするタイミングで、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路２００のＰＷＭ制御とを切り替える位相を決定する。
また、制御回路１３は、交流電源１の出力電圧がピークとなるタイミングで、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路２００のＰＷＭ制御とを切り替える位相を決定する。
また、制御回路１３は、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御する期間において、コンバータ回路２００を短絡させて平滑コンデンサ１２をバイパスしているときは、インバータ回路１００の出力電圧を交流電源１の電圧と逆特性となるように出力し、コンバータ回路２００の直流出力を平滑コンデンサ１２に出力しているときは、インバータ回路１００の出力電圧を０とする。

実施の形態２．
上記した実施の形態１では、式３〜式５を満たす範囲において、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量が等しくなるように式２によりθ１を決定したが、実施の形態２では、図６における０≦θ≦θ１の短絡位相範囲において、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御することにより、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃ（直流母線間電圧）を下げ、電力変換装置の降圧範囲を広げる。

本実施の形態における電力変換装置の回路構成は、実施の形態１と同様である。
以下では、実施の形態１と同様に、交流電源１の入力電圧における０≦θ≦π／２の範囲のみを説明する。
図６において、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量が等しくなるように、式２を満足している条件で、直流電圧源７の電圧を増加させることなく平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃを低下させようとすると、θ１は位相０の方へ移動する。
そして、図１０（ａ）に示すように、式４の条件により制限され、０＜θ１’＜θ１となる位相θ１’で決定する平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃが降圧限界となる。

ここで、０≦θ≦θ１’の期間をＰＷＭ位相範囲３０とし、例えば、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６をオン状態、半導体スイッチ素子４、５をオフ状態、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子９をオン状態として、半導体スイッチ素子８をＰＷＭ制御する。
これにより、０≦θ≦θ１’の期間においてインバータ回路１００の直流電圧源７には電流が流れ込まず、充放電は行われないので、充電量が減少することとなる。

そこで、図１０（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃを低下させて、θ２≦θ≦π／２期間の充電量を増加させることができる。
式４の条件を保ちながら、０＜θ４＜θ１’となる新たなＰＷＭ位相範囲３０を決定するθ４を設定すると、θ４≦θ≦θ２の範囲の直流電圧源７の放電量とθ２≦θ≦π／２の範囲の直流電圧源７の充電量が等しくなるまで、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄを低下させることができる。
このとき、直流電圧源７の充放電量が等しいとすると、以下の式６が成り立つ。

次に、本実施の形態におけるＰＷＭ位相範囲３０において平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御するコンバータ回路２００の制御の詳細について図１１を用いて説明する。図８と共通なところは同一の符号を用いる。
まず、図１１（ａ）に示すように、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃと交流電源１からの入力電圧実効値Ｖａｃからθ４算出部５１により、式６を用いてθ４基準値５２を算出する。

次に、インバータ回路１００の直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊との差５３をフィードバック量としてＰＩ制御し、充放電量調整位相Δθ４を求める。
そして、θ４基準値５２と充放電量調整位相Δθ４を加算して、θ４とする。
これにより、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも高いときは、θ４を減少させて放電量を増加させ、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも低いときは、θ４を増加させて放電量を減少させる。θ４の算出は、例えば交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相にて実行する。
なお、θ４の算出は、交流電源１からの入力電圧のピーク（位相θ＝±π／２）でも実行してもよい。θ４の算出間隔が短くなるので、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂの目標電圧Ｖｓｕｂ^＊への追従性が良くなる。

コンバータ回路２００による電流制御は、ＰＷＭ制御波形２７までは図８と同様である。
図１１（ｂ）に示すように、ゲート信号生成部５４において、半導体スイッチ素子８、９を制御するゲート信号５５を生成する。
ゲート信号５５は、交流電源１からの入力電圧位相θが０≦θ≦θ４のときは、半導体スイッチ素子８に対してはＰＷＭ制御波形２７、半導体スイッチ素子９に対しては半導体スイッチ素子９をオフする信号であり、θ４≦θのときは、半導体スイッチ素子８、９共にオフする信号である。

次に、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００の制御の詳細について、図１２を用いて説明する。図９と共通なところは同一の符号を用いる。インバータ回路１００による電流制御は、ＰＷＭ制御波形４６までは図９と同様である。
ゲート信号生成部６０において、半導体スイッチ素子３、４を制御するゲート信号６１を生成する。ゲート信号６１は、交流電源１からの入力電圧位相θが０≦θ≦θ４のときは半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフし続け、それ以外の位相のときはＰＷＭ制御波形４６となる信号である。

この実施の形態では、図１０（ｂ）に示すように、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相を中心とする０≦θ≦θ４の範囲でコンバータ回路２００により電流Ｉｉｎを制御し、その間、インバータ回路１００は半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフして直流電圧源７の充放電を行わなくし、それ以外の位相範囲では、インバータ回路１００により電流Ｉｉｎを制御することで、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを低下させることができる。
したがって、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧を増加させることなく、電力変換装置の降圧限界を下げることが可能となる。

以上説明したように、実施の形態２による電力変換装置の制御回路１３は、交流電源１のゼロクロス付近の位相（例えば、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相を中心とする０≦θ≦θ４の範囲）でのみコンバータ回路２００をＰＷＭ制御し、直流母線間電圧を低下させる。

実施の形態３．
この実施の形態では、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧が規定の範囲を逸脱
した場合に、交流電源１からの入力電圧の適切な位相において、電流Ｉｉｎの制御をインバータ回路１００とコンバータ回路２００で切り替えることにより、電流Ｉｉｎの制御を継続しながら、直流電圧源７の電圧を規定の範囲に復帰させる。

本実施の形態における電力変換装置の回路構成は、実施の形態１と同様である。
図１３は実施の形態３による電力変換装置の動作を説明するため図であり、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧が規定の範囲より小さくなり、式３を満足できなくなった場合の例である。
以下では、電流Ｉｉｎの制御を継続しながら、直流電圧源７の電圧を規定の範囲に復帰させる動作について説明する。なお、実施の形態１と同様に、交流電源１の入力電圧における０≦θ≦π／２の範囲のみを説明する。

まず、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及びコンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂより、式２を満足できる最大のθ１を求める。そして、交流電源１からの入力電圧位相が０≦θ≦θ１のとき、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８、９をオン状態とし、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、インバータ回路１００の直流電圧源７は充電される。

次に、θ１＜θ３＜θ２となる所定の位相θ３を設定し、位相θがθ１≦θ≦θ３のときに、例えば、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子４、５をオン状態、半導体スイッチ素子３、６をオフ状態とし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子９をオン状態とする。そして、半導体スイッチ素子８をＰＷＭ制御し、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊を維持できるように、Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御する。この間、直流電圧源７の充放電は行われない。

位相θが、θ３≦θ≦θ２である時、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８、９をオフ状態とし、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持できるように、Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、直流電圧源７は放電される。

次に、位相がθ２≦θ≦π／２である時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持できるように、Ｖｉｎ−Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧をＶｉｎの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、直流電圧源７は充電される。

以上の動作により、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲よりも小さい場合、そのＶｓｕｂによって電流Ｉｉｎの制御を継続できる最大のθ１を設定することで、０≦θ≦θ１の期間における直流電圧源７の充電量を確保する。そして、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂの電圧低下量に応じて、θ３をθ２に近づけることにより、θ３≦θ≦θ２の期間における直流電圧源７の放電量を削減する。
これにより、交流電源１の入力電圧一周期トータルでの充電量が放電量を上回り、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが上昇する。
なお、上記動作において、直流電圧源７の充放電量が等しいとすると、以下の式７の関係式が成り立つ。
θ３は、式７にて求められるθ３よりも大きく設定することで、交流電源１の入力電圧一周期トータルでの直流電圧源７の充電量が増加する。

次に、電流Ｉｉｎの制御を継続しながら、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを規定の範囲に復帰させるインバータ回路１００及びコンバータ回路２００の制御の詳細について説明する。図１４は、θ１及びθ３を算出する制御ブロック図である。まず、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及び直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂからθ１算出部７０より、式３を満足する最大のθ１を求める。

次に、平滑コンデンサの直流電圧Ｖｄｃ及び交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃからθ３算出部７１より、式７を用いてθ３基準値７２を算出する。そして、インバータ回路１００の直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊との差７３をフィードバック量としてＰＩ制御し、θ３調整値Δθ３を求め、θ３基準値７２と加算し、θ３を算出する。
平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００及びコンバータ回路２００の制御は、図８、図９と同様である。

以上のように、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧が規定の範囲よりも低下した場合、式３を満足しない範囲において、コンバータ回路２００による電流Ｉｉｎの制御を行い、それ以外の範囲ではインバータ回路１００による電流Ｉｉｎの制御を行うことで、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、電流Ｉｉｎの制御を継続して行うことができる。
さらに、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃと直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂから０≦θ≦θ１の直流電圧源７の充電量を最大限確保し、ＰＷＭ位相範囲３０を決定するθ３を増加させ、θ３≦θ≦θ２の直流電圧源７の放電量を削減することで、交流電源１の入力電圧一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが上昇する。これにより、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲に復帰することができる。

この実施の形態では、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲より小さくなり、式３を満足できなくなった場合の例を示したが、式４を満足できない場合は、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及び直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂ及び平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃより、式３を満足できる最小のθ３を求める。そして、式７を満足するθ１基準値を求め、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂの電圧低下量に応じて、θ１基準値からθ１を大きくし、位相範囲０≦θ≦θ１の充電量を増加させる。
このことにより、交流電源１の一周期トータルでの充電量が増加し、Ｖｓｕｂの電圧を上昇させることができる。

このとき、θ１基準値をθ１そのものとし、θ３を増加させて、位相範囲θ３≦θ≦θ２の放電量を減少させても同様の効果を得ることができる。

また、式２及び式３の両方満足できない場合には、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及び直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂ及び平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃより、式２を満足できる最大のθ１基準値を求め、さらに、式３を満足できる最小のθ３基準値を求める。そして、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂの電圧低下量に応じて、θ３基準値７２に調整位相△θ３を加算してθ３とし、位相範囲θ３≦θ≦θ２の放電量を減少させる。交流電
源１の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが上昇する。

この実施の形態では、θ３を調整し、位相範囲θ３≦θ≦θ２の放電量を減少させる例を示したが、これと同時に、平滑コンデンサの目標電圧Ｖｄｃ^＊を減少させてもよい。
Ｖｄｃ^＊を減少させることで、θ２が減少し、位相範囲θ３≦θ≦θ２の放電量が減少すると共に、θ２≦θ≦π／２の充電量が増加する。
したがって、交流電源１の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが上昇する。

この実施の形態では、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲より小さくなった場合を示したが、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲より大きくなった場合は、θ１を減少させ、０≦θ≦θ１の充電量を減少させる。もしくは、θ３を減少させθ３≦θ≦θ２の放電量を増加させてもよい。そのように制御することで、交流電源１の一周期トータルでの放電量が増加し、Ｖｓｕｂの電圧を減少させ、直流電圧源７の電圧を規定の範囲に復帰させることができる。

また、上記と同時に、平滑コンデンサの目標電圧Ｖｄｃ^＊を増加させてもよい。Ｖｄｃ^＊を増加させることで、θ２が増加し、θ３≦θ≦θ２の放電量が増加すると共に、θ２≦θ≦π／２の充電量を減少させることができる。

また、この実施の形態では、コンバータ回路２００がＰＷＭ制御を行うＰＷＭ位相範囲３０において、インバータ回路１００は半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフして０を出力していたが、直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合に、インバータ回路１００は交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力してもよい。

つまり、ＰＷＭ位相範囲３０において、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子５、６のみオンとして交流電源１と逆特性の電圧を出力する。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源７の充電量が増加するので、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが増加し、直流電圧源７の電圧を所定の電圧範囲に復帰させることができる。

また、ＰＷＭ位相範囲３０において、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオンの時は、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子５、６のみオンとして交流電源１と逆特性の電圧を出力し、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオフのときは、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６のみオンとして、０を出力してもよい。これにより、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオンのときに、リアクトル２に加わる電圧が減少するので、入力電流Ｉｉｎの制御性が向上する。

さらに、コンバータ回路２００がＰＷＭ制御を行うＰＷＭ位相範囲３０において、インバータ回路１００は、直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合に、インバータ回路１００は交流電源１の電圧と同特性の電圧を出力してもよい。つまり、ＰＷＭ位相範囲３０において、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、４のみオンとして交流電源１と同特性の電圧を出力する。これにより、インバータ回路１００の直流電圧源７の放電量が増加するので、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが減少し、直流電圧源７の電圧を所定の電圧範囲に復帰させることができる。

また、ＰＷＭ位相範囲３０において、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオンの時は、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６のみオンとして、０を出力し、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオフのときは、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、４のみオンとして交流電源１と同特性の電圧を出力してもよい。これにより、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオフのときに、リアクトル２に加わる電圧が減少するので、入力電流Ｉｉｎの制御性が向上する。

以上説明したように、実施の形態３による電力変換装置の制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の電圧が所定の範囲外にあるとき、コンバータ回路２００のＰＷＭ制御とインバータ回路１００のＰＷＭ制御とを切り替える位相を制御することで、交流電源１からの入力力率を改善しながら、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の電圧を所定の範囲内に復帰させる。
また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、交流電源１の電圧よりも小さくなる場合に、インバータ回路１００のＰＷＭ制御からコンバータ回路２００のＰＷＭ制御に切り替え、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充電量が大きくなるように、コンバータ回路２００のＰＷＭ制御からインバータ回路１００のＰＷＭ制御に切り替える位相を制御する。

また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、前記直流母線間の直流電圧と前記交流電源１の出力電圧との差よりも小さくなる場合に、インバータ回路１００のＰＷＭ制御からコンバータ回路２００のＰＷＭ制御に切り替え、インバータ回路１００が有する直流電圧７の充電量が大きくなるように、インバータ回路１００のＰＷＭ制御からコンバータ回路２００のＰＷＭ制御に切り替える位相を制御する。
また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、直流母線間の電圧を高くして、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の放電量が大きくなるように制御する。

また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合、直流母線間の電圧を低くして、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充電量が大きくなるように制御する。
また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御する期間において、インバータ回路１００の出力電圧を前記交流電源１の電圧と同特性となるように出力し、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の放電量が大きくなるように制御する。
また、制御回路１３は、コンバータ回路２００を短絡させて平滑コンデンサ１２をバイパスしているときは、インバータ回路１００の出力電圧を０とし、コンバータ回路２００の直流出力を平滑コンデンサ１２に出力しているときは、インバータ回路１００の出力電圧を交流電源１の電圧と同特性となるように出力する。

また、制御回路１３は、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御する期間において、インバータ回路１００の出力電圧を前記交流電源１の電圧と逆特性となるように出力し、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充電量が大きくなるように制御する。
また、制御回路１３は、コンバータ回路２００を短絡させて前記平滑コンデンサ１２をバイパスしているときは、インバータ回路１００の出力電圧を交流電源１の電圧と逆特性となるように出力し、コンバータ回路２００の直流出力を平滑コンデンサ１２に出力しているときは、インバータ回路１００の出力電圧を０とする。

実施の形態４．
実施の形態１では、交流電源１から平滑コンデンサ１２へ電力を出力する力行の場合にコンバータ回路２００にて電流Ｉｉｎを制御することで、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量を調整する例を示したが、この実施の形態では、平滑コンデンサ１２か
ら交流電源１へ電力を回生する場合にコンバータ回路２００にて電流Ｉｉｎを制御することで、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電を調整する例を示す。

図１５はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の概略構成を示す概念図である。
図１５では、図１におけるコンバータ回路２００を構成するダイオード１０、１１を、半導体スイッチ素子８０、８１に置き換えている。
半導体スイッチ素子８０、８１は、他の半導体スイッチ素子３〜６、８、９と同様に、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどを用いる。その他の構成については、図１と同様である。

このように構成された電力変換装置の動作について、図１６に示す各部の波形に基づいて説明する。
ここでは、実施の形態１と同様、交流電源１からの入力電圧が正極性（位相θが０≦θ≦π）のときを例に説明する。また、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧が平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃより高いものとする。

インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概ね（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Ｖｉｎに重畳する。
インバータ回路１００内の電流は、図１７〜図２０に示すように、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子３、４がオフの時には、半導体スイッチ素子６を通って直流電圧源７を放電し、半導体スイッチ素子５を通って出力される。

また、半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフした時には、インバータ回路１００内の電流は半導体スイッチ素子６と半導体スイッチ素子３とを通って出力される。
また、同様に、半導体スイッチ素子４、５をオン、半導体スイッチ素子３、６をオフした時には、インバータ回路１００内の電流は半導体スイッチ素子４と半導体スイッチ素子５を通って出力される。上記の場合は直流電圧源７の充放電は行われない。

また、半導体スイッチ素子３、４をオン、半導体スイッチ素子５、６をオフした時には、インバータ回路１００内の電流は半導体スイッチ素子４を通って直流電圧源７を充電し、半導体スイッチ素子３を通って出力される。
このような４種類の制御の組合せにて半導体スイッチ素子３〜６を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊と等しくなるときの位相をθ２（０＜θ２＜π／２）とし、位相θ＝０から０＜θ３＜θ２となる所定位相θ３まで、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８、９をオン状態、半導体スイッチ素子８０、８１をオフ状態とする。
この場合、図１７に示すように、平滑コンデンサ１２はバイパスされ、インバータ回路１００の直流電圧源７から、電流が、インバータ回路１００→リアクトル２→交流電源１→半導体スイッチ素子９→半導体スイッチ素子８→インバータ回路１００の経路で流れ、交流電源１を回生する。

インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子３、４がオフの場合と、半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフの場合とを組み合わせて電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源７のエネルギは放電される。

次に、０＜θ１＜θ２となる位相θ１を設け、θ１≦θ≦θ２である時、半導体スイッチ素子９、８０をオン状態、半導体スイッチ素子８、８１をオフ状態とすると、図１８に示すように、平滑コンデンサ１２からの電流は、平滑コンデンサ１２→半導体スイッチ素子８０→インバータ回路１００→リアクトル２→交流電源１→半導体スイッチ素子９→平滑コンデンサ１２の経路で流れる。

インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子３、４がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合とを組み合わせて出力する。
この時、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持できるように、Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Ｉｉｎの極性は対向するので、インバータ回路１００の直流電圧源７は充電される。

次に、位相θ＝θ２にて電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃ^＊と等しくなると、半導体スイッチ素子９、８０がオン状態、半導体スイッチ素子８、８１がオフ状態で継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。即ち、位相θが、θ２≦θ≦π／２である時、図１９に示すように、平滑コンデンサ１２から電流は、平滑コンデンサ１２→半導体スイッチ素子８０→インバータ回路１００→リアクトル２→交流電源１→半導体スイッチ素子９→平滑コンデンサ１２の経路で流れる。

また、インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子３、４がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子３、６がオフの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持できるように、Ｖｉｎ−Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧をＶｉｎの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Ｉｉｎの極性は同じになるので、インバータ回路１００の直流電圧源７は放電される。

θ３≦θ≦θ１の範囲（ＰＷＭ位相範囲３０）では、例えば、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６をオン状態、半導体スイッチ素子４、５をオフ状態、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子９をオン状態、半導体スイッチ素子８１をオフ状態とする。
図２０に示すように、半導体スイッチ素子８０がオン状態、半導体スイッチ素子８がオフ状態の場合、平滑コンデンサ１２からのからの電流は、平滑コンデンサ１２→半導体スイッチ素子８０→半導体スイッチ素子６→半導体スイッチ素子３→リアクトル２→交流電源１→半導体スイッチ素子９→平滑コンデンサ１２の経路で流れる。
半導体スイッチ素子８がオン状態、半導体スイッチ素子８１がオフ状態の時は、半導体スイッチ素子６→半導体スイッチ素子３→リアクトル２→交流電源１→半導体スイッチ素子９→半導体スイッチ素子８→半導体スイッチ素子６の経路で電流が流れる。

コンバータ回路２００は、半導体スイッチ素子８、８０をＰＷＭ制御し、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊を維持できるように、Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御する。この間、インバータ回路１００は、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態なので、直流電圧源７には電流が流れ込まず、直流電圧源７の充放電は行われない。
このような直流電圧源７の充放電を行わないＰＷＭ位相範囲３０を調整することで、交流電源１の一周期における充放電量を調整する。なお、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態の代わりに、半導体スイッチ素子４、５をオン、半導体スイッチ素子３、６をオフ状態としてもよい。

π／２≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π／２の位相期間と対称の動作をする。π≦θ≦２πの位相期間では、π≦θ≦π＋θ３において、半導体スイッチ８、９をオン状態として平滑コンデンサ１２をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が該（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御して出力し、直流電圧源７は放電される。

そして、π＋θ１≦θ≦π＋π／２において、半導体スイッチ素子８、８１をオン状態、半導体スイッチ素子８０、９をオフ状態とする。インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が該（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。このとき、電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊以下の時、直流電圧源７は充電され、電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｄｃ^＊以上の時は、直流電圧源７は放電される。

π＋θ３≦θ≦π＋θ１において、コンバータ回路２００は、半導体スイッチ素子８０をオフ状態、半導体スイッチ素子８をオン状態とし、半導体スイッチ素子８１、９をＰＷＭ制御し、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊を維持できるように、Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御する。

なお、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８、９は短絡位相範囲２０において同時にオン状態としたが、交流電源１の極性が正の場合に半導体スイッチ素子８のみオン状態とし、交流電源１の極性が負の場合に半導体スイッチ素子９のみオン状態としてもよく、その場合、他方の半導体スイッチ素子８、９に接続されたダイオードを経て電流が流れる。
また、短絡位相範囲２０において、半導体スイッチ素子８、９の代わりに半導体スイッチ素子８０、８１をオン状態としても良い。また、交流電源１の極性が正の場合に半導体スイッチ素子８０のみオン状態とし、交流電源１の極性が負の場合に半導体スイッチ素子８１のみオン状態としてもよく、その場合、他方の半導体スイッチ素子８０、８１に接続されたダイオードを経て電流が流れる。

次に、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ^＊への追従方法とインバータ回路１００が上述した所望の制御を行うための条件について説明する。
まず、インバータ回路１００の直流電圧源７が所望の電圧であり、充放電調整の必要が無い場合、つまり、ＰＷＭ位相範囲３０が無い（θ３＝θ１）として説明する。
０≦θ≦π／２の位相期間では、インバータ回路１００の直流電圧源７は、０≦θ≦θ１、θ２≦θ≦π／２の期間で放電され、θ１≦θ≦θ２の期間で充電される。インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電エネルギが等しいとすると、実施の形態１と同様に式１の数式が成り立つ。
したがって、式２により、平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊はθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃは目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂにおいても実施の形態１と同様に式３〜式５の式が成り立つ。

次に、コンバータ回路２００を制御してインバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量を調整する原理を説明する。
図１６は、直流電圧源７の電圧が所望の電圧よりも低く、放電量を削減して所望の電圧に近づける場合の例である。前述したように、０≦θ≦θ１及びθ２≦θ≦π／２の期間は直流電圧源７を放電し、θ１≦θ≦θ２の期間は直流電圧源７を充電し、θ１は充放電量が等しくなる位相として設定している。
したがって、θ３≦θ≦θ１の期間を設け、その間にコンバータ回路２００による電流Ｉｉｎの制御を実施し、半導体スイッチ素子３、６がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの状態として直流電圧源７の充放電を行わなくすることで、放電量を削減することができる。また、θ３を調整することで、放電量を調整することができる。つまり、放電量を大きくする場合はθ３をθ１に近づけ、放電量を小さくする場合はθ３を０に近づける。

直流電圧源７の電圧が所望の電圧よりも高く、充電量を削減する場合は、θ３をθ１＜θ３＜θ２となるように設定する。つまり、交流電源１からの入力電圧位相θがθ３≦θ≦θ１の範囲において、コンバータ回路２００による電流Ｉｉｎの制御を実施し、直流電圧源７の充放電を行わなくすることで、充電量を削減し、直流電圧源７の電圧を所望の電圧に近づける。

「ＰＷＭ位相範囲３０の制御方法」と、「平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００及びコンバータ回路２００の制御方法」は、実施の形態１と同様であるため説明は省略する。ただし、インバータ回路１００の直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊からθ３を算出する際に、図８に示したように、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊の差２２に対して、極性を反転（−１を乗算）してＰＩ制御を行う。
これにより、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも高いときはθ３を増加させて充電量を減少させ、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも低いときはθ３を減少させて放電量を減少させる。

この実施の形態では、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃと交流電源１からの入力電圧実効値Ｖａｃからインバータ回路１００の直流電圧源７の充電量と放電量を等しくする位相θ１を求め、直流電圧源の電圧ＶｓｕｂからＰＷＭ位相範囲３０となるθ３を求める。
そして、交流電源１の入力電圧の位相θ１〜θ３においてはコンバータ回路２００をＰＷＭ制御し、それ以外の期間においてはインバータ回路１００をＰＷＭ制御することで、平滑コンデンサ１２から交流電源１に電力を回生する場合でも、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御しながら、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量を調整することができる。

また、力行時と同様に、インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量の調整を、θ１ではなく、ＰＷＭ位相範囲３０であるθ３によって行うことで、直流電圧源７の充放電量の調整を実施するために式３〜式５の制約を受けることがない。
つまり式２〜式５より、交流電源１からの入力電圧実効値Ｖａｃと平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃの取りうる範囲を決定する際に、直流電圧源７の充放電量の調整によるマージンを考慮する必要がないので、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを増加させることなく、電力変換装置の動作範囲を拡大することができ、小型化、低価格化、低損失化が実現できる。

また、上記実施の形態では、コンバータ回路２００がＰＷＭ制御を行うＰＷＭ位相範囲３０において、インバータ回路１００は半導体スイッチ素子３、６をオン、半導体スイッチ素子４、５をオフして０を出力していたが、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを減少させる場合に、インバータ回路１００は交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力してもよい。

つまり、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオンの時は、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子５、６のみオンとして交流電源１と逆特性の電圧を出力し、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子８がオフのときは、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６のみオンとして、０を出力する。
これにより、インバータ回路１００は交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力するので、直流電圧源７は放電される。直流電圧源７の充電量が減少し、放電量が増加するので、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを減少させることができる。

インバータ回路１００は、交流電源１の電圧と逆特性の電圧を出力することで、半導体スイッチ素子８、９、８０、８１のドレイン−ソース間に印加される電圧が小さくなり、スイッチング損失を低減することができる。
また、リアクトル２の印加電圧は、交流電源１の電圧Ｖｉｎとインバータ回路１００が出力する電圧との差電圧となるので、リアクトル２の印加電圧を低減することができる。
したがって、リアクトル２の鉄損及びインダクタンス値を低減することができ、電力変換装置を低損失化、小型化、低価格化することができる。

また、平滑コンデンサ１２から交流電源１への電力回生時においても、実施の形態２と同様に平滑コンデンサ１２の降圧限界を低下させることができる。
インバータ回路１００の直流電圧源７の充放電量が等しくなるように式２を満足している条件で、直流電圧源７の電圧を増加させることなく、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃを低下させようとすると、θ１は位相０の方へ移動する。
そして、図２１（ａ）に示すように、式４の条件により制限され、０＜θ１’＜θ１となる位相θ１’で決定する平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃが降圧限界となる。

ここで、０≦θ≦θ１’の期間をＰＷＭ位相範囲とし、例えば、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子３、６をオン状態、半導体スイッチ素子４、５をオフ状態、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子９をオン状態、半導体スイッチ素子８１をオフ状態として、半導体スイッチ素子８、８０をＰＷＭ制御する。
これにより、０≦θ≦θ１’の期間においてインバータ回路１００の直流電圧源７には電流が流れ込まず、充放電を行わないので、放電量が減少することとなる。

そこで、図２１（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃを低下させて、θ２≦θ≦π／２期間の放電量を増加させることができる。式４の条件を保ちながら、０＜θ４＜θ１’となる新たなＰＷＭ位相範囲を決定するθ４を設定すると、θ４≦θ≦θ２の範囲の直流電圧源７の充電量とθ２≦θ≦π／２の範囲の直流電圧源７の放電量が等しくなるまで、平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄを低下させることができる。

このときのＰＷＭ位相範囲３０の制御方法と、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また、入力力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００及びコンバータ回路２００の制御は、実施の形態２の場合と同様である。
ただし、インバータ回路１００の直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊からθ４を算出する際に、図１１に示すように、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊の差５２に対して、極性を反転（−１を乗算）してＰＩ制御を行う。
これにより、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも高いときはθ４を増加させて充電量を減少させ、直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊よりも低いときはθ４を減少させて充電量を増加させる。

したがって、平滑コンデンサ１２から交流電源１への電力回生時において、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相を中心とする０≦θ≦θ４の範囲でコンバータ回路２００により電流Ｉｉｎを制御し、その間、インバータ回路１００は直流電圧源７の充放電を行わなくし、それ以外の位相範囲では、インバータ回路１００により電流Ｉｉｎを制御することで、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを低下させることができる。
つまり、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧を増加させることなく、電力変換装置の降圧限界を下げることが可能となる。

また、平滑コンデンサ１２から交流電源１への電力回生時においても、実施の形態３と同様に、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧が規定の範囲を逸脱した場合に、交流電源１からの入力電圧の適切な位相において、電流Ｉｉｎの制御をインバータ回路１００とコンバータ回路２００で切り替えることにより、電流Ｉｉｎの制御を継続しながら、直流電圧源７の電圧を規定の範囲に復帰させることができる。

図２２は、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧が規定の範囲より小さくなり、式４を満足できなくなった場合の例である。
まず、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及びコンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂ及び平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃより、式４を満足できる最小のθ３を求める。そして、θ３≦θ≦θ２の充電量と、０≦θ≦θ１及びθ２≦θ≦π／２の放電量とが等しくなるように式７よりθ１を求める。そして、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂの電圧低下量に応じて、θ１を０に近づけることにより、０≦θ≦θ１の期間における直流電圧源７の放電量を削減する。
これにより、交流電源１の入力電圧一周期トータルでの充電量が放電量を上回り、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを上昇し、規定の範囲に復帰させることができる。

図２３は、θ１及びθ３を算出する制御ブロック図である。
まず、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃ及び交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及び直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂからθ３算出部９０より、式４を満足する最小のθ３を求める。次に、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃ及び交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃからθ１算出部９１より、式７を用いてθ１基準値９２を算出する。そして、インバータ回路１００の直流電圧源７の直流電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ^＊との差９３に−１を乗算した極性反転値９４を求める。そして、極性反転値９４をフィードバック量として、ＰＩ制御し、θ１調整値Δθ１を求め、θ１基準値９２と加算し、θ１を算出する。
平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００及びコンバータ回路２００の制御は、図８、図９と同様である。

したがって、平滑コンデンサ１２から交流電源１への電力回生時においても、インバータ回路１００の直流電圧源７の電圧が規定の範囲よりも低下した場合、式４を満足しない範囲でコンバータ回路２００による電流Ｉｉｎの制御を行い、それ以外の範囲ではインバータ回路１００による電流Ｉｉｎの制御を行うことで、平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、電流Ｉｉｎの制御を継続して行うことができる。
さらに、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃと直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂと平滑コンデンサ１２の直流電圧Ｖｄｃからθ３≦θ≦θ２の直流電圧源７の充電量を最大限確保した上で、ＰＷＭ位相範囲３０を決定するθ１を減少させ、０≦θ≦θ１の直流電圧源７の放電量を削減する。
これにより、交流電源１の入力電圧一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが上昇し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲に復帰することができる。

また、コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲より小さくなり、式３を満足できない場合は、交流電源１の入力電圧実効値Ｖａｃ及び直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂより、式３を満足できる最大のθ１を求める。
そして、式７を満足するθ３基準値を求め、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂの電圧低下量に応じて、θ３基準値からθ３を小さくし、位相範囲θ３≦θ≦θ２の充電量を増加させる。このことにより、交流電源１の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを上昇させることができる。

このとき、θ３基準値をθ３そのものとし、θ１を減少させて、位相範囲０≦θ≦θ１の放電量を減少させても同様の効果を得ることができる。

これと同時に、平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊を増加させてもよい。Ｖｄｃ^＊を増加させることで、θ２が増加し、θ３≦θ≦θ２の充電量が増加すると共に、θ２≦θ≦π／２の放電量が減少する。したがって、交流電源１の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが上昇する。

コンバータ回路２００の直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂが規定の範囲より大きくなった場合は、θ３を増加させ、θ３≦θ≦θ２の充電量を減少させる。もしくは、θ１を増加させ０≦θ≦θ１の放電量を増加させてもよい。そのように制御することで、交流電源１の一周期トータルでの放電量が増加し、直流電圧源７の電圧Ｖｓｕｂを減少させ、規定の範囲に復帰させることができる。

また、上記と同時に、平滑コンデンサ１２の目標電圧Ｖｄｃ^＊を減少させてもよい。Ｖｄｃ^＊を減少させることで、θ２が減少し、θ３≦θ≦θ２の充電量が減少すると共に、θ２≦θ≦π／２の放電量を増加させることができる。

以上説明したように、実施の形態４による電力変換装置の制御回路１３は、平滑コンデンサ１２の電力を交流電源１に回生する回生機能を備え、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御し、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の充放電量を調整する。
また、制御回路１３は、平滑コンデンサ１２の電力を交流電源１に回生する回生機能を備え、コンバータ回路２００をＰＷＭ制御する期間において、コンバータ回路２００を短絡させて平滑コンデンサ１２をバイパスしているときは、インバータ回路２００の出力電圧を交流電源１の電圧と逆特性となるように出力し、コンバータ回路２００の直流出力を平滑コンデンサ１２に出力しているときは、インバータ回路１００の出力電圧を０とする。

また、制御回路１３は、平滑コンデンサ１２の電力を交流電源１に回生する回生機能を備え、交流電源１のゼロクロス付近の位相でのみコンバータ回路２００をＰＷＭ制御し、直流母線間電圧を低下させる。
また、制御回路１３は、平滑コンデンサ１２の電力を交流電源１に回生する回生機能を備え、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の電圧が所定の範囲外にあるとき、コンバータ回路２００のＰＷＭ制御とインバータ回路１００のＰＷＭ制御とを切り替える位相を制御することで、交流電源１からの入力力率を改善しながら、インバータ回路１００が有する直流電圧源７の電圧を所定の範囲内に復帰させる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形省略することが可能である。

本発明は、インバータ回路の有する直流電圧源の電圧を増加させることなく入出力範囲を拡大することができ、低損失化、低価格化及び小型化が図れる電力変換装置の実現に有用である。

１ 交流電源（交流入力電源） ２ リアクトル
３，４，５，６，８，９，８０，８１ 半導体スイッチ素子
７ 直流電圧源 １０，１１ 整流ダイオード
１２ 平滑コンデンサ １３ 制御回路
２０ 短絡位相範囲 ３０ ＰＷＭ位相範囲
１００ インバータ回路 ２００ コンバータ回路
Ｉｉｎ 入力電流 Ｖｉｎ 交流入力電圧
Ｖｓｕｂ 直流電圧源７の直流電圧 Ｖｄｃ 平滑コンデンサの直流電圧

Claims (24)

1. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第２の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充放電量を調整することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記インバータ回路は、複数の前記単相インバータで構成され、前記各単相インバータの出力の総和を前記交流電源の出力に重畳することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記交流電源の電圧値、前記直流母線間の電圧値及び前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値から、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充放電量が等しくなるように、前記コンバータ回路を短絡して前記平滑コンデンサをバイパスさせる位相を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値により、前記インバータ回路のＰＷＭ制御と前記コンバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替える位相を制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値が所定の電圧値よりも小さい場合に、前記コンバータ回路を短絡する位相以上の期間で前記コンバータ回路のＰＷＭ制御を行い、前記インバータ回路が有する直流電圧源の放電量を減少させることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値が所定の電圧値よりも大きい場合に、前記コンバータ回路を短絡する位相以下の期間で前記コンバータ回路のＰＷＭ制御を行い、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量を減少させることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記制御回路は、前記交流電源の出力電圧がゼロクロスするタイミングで、前記インバータ回路のＰＷＭ制御と前記コンバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替える位相を決定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記交流電源の出力電圧がピークとなるタイミングで、前記インバータ回路のＰＷＭ制御と前記コンバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替える位相を決定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御しているときに、前記インバータ回路の出力電圧を０に固定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
10. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御し、前記インバータ回路が有する前記直流電圧源の充放電量を調整することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
11. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第２の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間において、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を０とすることを特徴とする電力変換装置。
12. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間において、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を０とすることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第２の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記交流電源のゼロクロス付近の位相でのみ前記コンバータ回路をＰＷＭ制御し、前記直流母線間の電圧を低下させることを特徴とする電力変換装置。
14. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記交流電源のゼロクロス付近の位相でのみ前記コンバータ回路をＰＷＭ制御し、前記直流母線間の電圧を低下させることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第２の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲外にあるとき、前記コンバータ回路のＰＷＭ制御と前記インバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替える位相を制御することで、前記交流電源からの入力力率を改善しながら、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧を所定の範囲内に復帰させることを特徴とする電力変換装置。
16. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、前記交流電源の電圧よりも小さくなる場合に、前記インバータ回路のＰＷＭ制御から前記コンバータ回路のＰＷＭ制御に切り替え、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量が大きくなるように、前記コンバータ回路のＰＷＭ制御から前記インバータ回路のＰＷＭ制御に切り替える位相を制御することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
17. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、前記直流母線間の直流電圧と前記交流電源の出力電圧との差よりも小さくなる場合に、前記インバータ回路のＰＷＭ制御から前記コンバータ回路のＰＷＭ制御に切り替え、前記インバータ回路が有する直流電圧の充電量が大きくなるように、前記インバータ回路のＰＷＭ制御から前記コンバータ回路のＰＷＭ制御に切り替える位相を制御することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
18. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、前記直流母線間の電圧を高くして、前記インバータ回路が有する直流電圧源の放電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
19. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合、前記直流母線間の電圧を低くして、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
20. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間において、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と同特性となるように出力し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の放電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
21. 前記制御回路は、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を０とし、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と同特性となるように出力することを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
22. 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合、前記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間において、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
23. 前記制御回路は、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を０とすることを特徴とする請求項２２に記載の電力変換装置。
24. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲外にあるとき、前記コンバータ回路のＰＷＭ制御と前記インバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替える位相を制御することで、前記交流電源からの入力力率を改善しながら、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧を所定の範囲内に復帰させることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。