JP5772915B2 - 直接形電力変換装置および直接形電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直接形電力変換装置および直接形電力変換装置の制御方法に関し、特に直流リンクにバッファ回路と昇圧回路とを備える直接形電力変換装置に関する。

特許文献１には、直接形電力変換装置について記載されている。直接形電力変換装置はダイオード整流器とインバータと充放電回路とを備えている。ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して一対の直流電源線（直流リンク）に出力する。充放電回路は直流リンクに設けられ、バッファ回路と昇圧回路とを備えている。バッファ回路は一対の直流電源線の間で互いに直列に接続されるスイッチおよびコンデンサを有する。スイッチはコンデンサに対して直流リンクの正極側に位置する。昇圧回路はダイオード整流器からの整流電圧を昇圧してコンデンサを充電する。よってコンデンサには整流電圧よりも高い電圧が充電されることになる。したがって、バッファ回路のスイッチが導通すれば、このコンデンサは放電する。インバータは直流リンクの直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して出力する。

また特許文献１ではダイオード整流器の入力側にフィルタが設けられている。このフィルタはリアクトルとコンデンサとを備える、いわゆるＬＣフィルタである。

なお本発明に関連する技術として特許文献２〜６及び非特許文献１〜４が開示されている。

特開２０１１−１９３６７８号公報 特許第４１３５０２６号公報 特開２０１１−０５０１５９号公報 特許第３７７２８９８号公報 特許第４７６６１８１号公報 特許第４０６７０２１号公報

大沼、伊東、「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資、SPC-08-162（2008） 大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全大、4-057（2010） 大沼、伊東、「アクティブスナバを利用した単相-三相電力変換器の制御法」、平成20年電気学会産業応用部門大会、1-20（2008） ヨシヤ・オオヌマ（Yoshiya Ohnuma）、イトウ・ジュンイチ（Jun-ichi Itoh）著、「コンパリスン・オブ・ブースト・チョッパー・アンド・アクティブ・バッファ・アズ・シングル・トゥ・スリー・フェイズ・コンバータ(Comparison of Boost Chopper and Active Buffer as Single to Three Phase Converter)」、IEEE ECCE2011, pp. 515-521 (2011)

しかしながら特許文献１では、フィルタを形成するコンデンサの位置という点が考察されていない。そこで、フィルタを形成するコンデンサの定格電圧を低減すべく、このコンデンサを整流器の入力側ではなく出力側に設けることを考える。

さて、バッファ回路のコンデンサは昇圧回路によって整流電圧よりも高い電圧が充電される。一方で、フィルタのコンデンサは整流電圧と同程度である。よって、バッファ回路のスイッチが導通すると、このバッファ回路のコンデンサから、フィルタのコンデンサへと電流が流れて、フィルタのコンデンサの両端電圧が増大する。

そこで、本発明は、フィルタを形成するコンデンサを整流器の出力側に設けても、当該コンデンサの両端電圧が不要に増大することを防止できる直接形電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第１の態様は、第１電源線（ＬＨ）と；前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と；単相交流電源（１）が接続される入力側と、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側とを有して単相全波整流を行うダイオード整流器（２）と；前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられる第１コンデンサ（Ｃ３）と；前記第１コンデンサに対して前記ダイオード整流器とは反対側で、前記第１電源線及び前記第２電源線に設けられた充放電回路（４）と；前記第１電源線と前記第２電源線と間の電圧たる直流電圧（Ｖｄｃ）が入力されるインバータ（５）とを備え、前記充放電回路（４）は、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられる第２コンデンサ（Ｃ４）と、前記第２コンデンサに対して、前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含むバッファ回路（４ａ）と；前記ダイオード整流器（２）からの整流電圧を昇圧して前記第２コンデンサを充電する昇圧回路（４ｂ）と；前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間で前記第１電源線又は前記第２電源線に設けられ、前記第２コンデンサから前記第１コンデンサへと電流が流れることを阻止する電流阻止部（４ｃ）とを有する。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる直接形電力変換装置であって、前記電流阻止部（４ｃ）はダイオード（Ｄ４３）である。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第３の態様は、第２の態様にかかる直接形電力変換装置であって、前記昇圧回路（４ｂ）は、アノードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたカソードとを備える第２ダイオード（Ｄ４０）と；前記第１電源線（ＬＨ）と前記アノードとの間に接続されたリアクトル（Ｌ４）と；前記第２電源線（ＬＬ）と前記アノードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）とを備え、前記ダイオード（Ｄ４３）は、前記バッファ回路（４ａ）と前記昇圧回路（４ｂ）との間において、前記第１電源線（ＬＨ）上に設けられる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置であって、前記第１コンデンサ（Ｃ３）と前記ダイオード整流器（２）との間で前記第１電源線（ＬＨ）または前記第２電源線（ＬＬ）に設けられる第２リアクトル（Ｌ３）を更に備える。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第５の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置であって、前記ダイオード整流器（２）の前記入力側に設けられる第２リアクトル（Ｌ３）を更に備える。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第６の態様は、第４又は第５の態様にかかる直接形電力変換装置であって、前記第２リアクトル（Ｌ３）に並列に接続されるダンピング抵抗（Ｒ３）を更に備える。

本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第４から第６のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置を制御する方法であって、前記第２リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）を検出し、前記ダイオード整流器（２）が導通する時比率たる整流デューティ（ｄｒｅｃ’）を生成し、前記整流デューティを、前記電圧が大きいほど低減するように補正して補正後整流デューティ（ｄｒｅｃ）を生成し、前記補正後整流デューティと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）が導通する時比率たる放電デューティ（ｄｃ）とに基づいて設定される時比率たる零デューティ（ｄｚ）を用いて、前記インバータ（５）の零相電流を制御する。

本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記単相交流電源（１，２）が出力する交流波形を当該交流波形の位相角（ωｔ）の正弦値として把握したときの当該位相角（ωｔ）の二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値（cos（２ωｔ））が正となる第１期間（Ｔ１）のみにおいて、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ’）は補正される。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第１の態様によれば、第２コンデンサは昇圧回路によって整流電圧よりも高い電圧が充電される。一方で、第１コンデンサの電圧は整流電圧と同程度である。しかるに、電流阻止部によって第２コンデンサから第１コンデンサへと電流が流れることが阻止される。よって、第１コンデンサの電圧を整流電圧と同程度に維持することができる。したがって、第１コンデンサの電圧が不必要に高まることを防止できる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第２の態様によれば、電流阻止部に流れる電流が単相交流電源の瞬時変動に応じて増大する程度を低減することができる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第３の態様によれば、昇圧回路の経路にダイオードが存在しないので、ダイオードによる損失を避けて、第２コンデンサを充電できる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第４の態様によれば、第１コンデンサと第２リアクトルとが互いに協働して、いわゆるＬＣフィルタを形成することができる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第５の態様によれば、第１コンデンサと第２リアクトルとが互いに協働して、いわゆるＬＣフィルタを形成することができる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の第６の態様によれば、ダンピング抵抗の抵抗値を調整することで、入力電流の波形を調整することができる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、ダイオード整流器に入力される入力電流の変動を抑制することができる。

本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、後に述べるように、ダイオード整流器に入力される入力電流は第１期間において比較的大きい変動幅で変動し、第１期間とは異なる第２期間ではその変動幅は小さい。よって入力電流の変動を抑制しつつも、制御処理数を低減できる。

直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。 直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。 直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。 直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。 直接形電力変換装置における諸量の一例を示す図である。 図５のグラフの拡大図である。 直接形電力変換装置における諸量の一例を示す図である。 図７のグラフの拡大図である。 直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。 直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。 ダイオード整流器に入力される単相交流電圧及び入力電流の一例を示す図である。 図１に示された直接形電力変換回路の等価回路を示す回路図である。 昇圧回路のリアクトルに流れる電流の波形を示す概念図である。 電圧ベクトルを示す図である。 直接形電力変換装置の授与期間における動作を説明するタイミングチャートである。 直接形電力変換装置の受納期間における動作を説明するタイミングチャートである。 入力電流と、昇圧回路のリアクトルの両端電圧と、整流デューティとの一例を示す図である。 入力電流と、昇圧回路のリアクトルの両端電圧と、制御切替信号と、整流デューティとの一例を示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。 単相交流電圧及び入力電流の一例を示す図である。 入力電流の一例を示す図である。

第１の実施の形態．
＜直接形電力変換装置の構成＞
図１に示すように、本直接形電力変換装置は、ダイオード整流器２と、フィルタ３と、充放電回路４と、インバータ５とを備えている。

ダイオード整流器２は単相交流電源１と接続され、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４を備えている。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。ダイオード整流器２には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。

フィルタ３はリアクトルＬ３とコンデンサＣ３とを備えている。コンデンサＣ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。リアクトルＬ３は、コンデンサＣ３よりもダイオード整流器２側で、直流電源線ＬＨ又は直流電源線ＬＬ（図１の例示では直流電源線ＬＨ）上に設けられる。リアクトルＬ３とコンデンサＣ３とは互いに協働して、いわゆるＬＣフィルタを形成できる。

コンデンサＣ３は例えばフィルムコンデンサであって、電解コンデンサの静電容量に比べて小さい静電容量を有する。このようなコンデンサＣ３はダイオード整流器２が出力する整流電圧をほとんど平滑しない。よってコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３は整流電圧の脈動の周期と同じ周期で脈動する。

なお図１の例示では、リアクトルＬ３はダイオード整流器２の出力側に設けられているものの、図２に例示するように、ダイオード整流器２の入力側に設けられても良い。図２ではリアクトルＬ３は、ダイオード整流器２と単相交流電源１とを接続する入力線に設けられる。かかるリアクトルＬ３もコンデンサＣ３とともにＬＣフィルタを形成することができる。

充放電回路４はコンデンサＣ３に対してダイオード整流器２とは反対側に設けられ、バッファ回路４ａと昇圧回路４ｂと電流阻止部４ｃとを有する。バッファ回路４ａはコンデンサＣ４を含み、直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。

バッファ回路４ａはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃは、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間において、コンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となるような並列接続を指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。

昇圧回路４ｂはダイオード整流器２からの整流電圧（より詳細にはコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３）を昇圧してコンデンサＣ４を充電する。例えば昇圧回路４ｂは、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

コンデンサＣ４は、昇圧回路４ｂにより充電され、両端電圧ｖ３よりも高い両端電圧ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧ｖｃは両端電圧ｖ３より高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従って第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチについて、スイッチＳｃと称することがある。

また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従って第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｌのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳｌと称することがある。

電流阻止部４ｃはコンデンサＣ３，Ｃ４の間で直流電源線ＬＨ又は直流電源線ＬＬに設けられ、コンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと流れる電流を阻止する。電流阻止部４ｃは例えばダイオードＤ４３で実現される。図１の例示では、ダイオードＤ４３は直流電源線ＬＨに設けられ、その順方向はダイオード整流器２からインバータ５へと向かう方向である。

かかる充放電回路４は、スイッチＳｃが非導通するときにコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３とほぼ同じ電圧を出力し、スイッチＳｃが導通するときにコンデンサＣ４の両端電圧ｖｃとほぼ同じ電圧を出力する。

インバータ５は充放電回路４が出力する直流電圧を交流電圧に変換し、これを出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。

例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が採用される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、インバータ５からの交流電圧に応じて回転する。

このような直接形電力変換装置によれば、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃは昇圧回路４ｂによってコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３よりも大きくなる。したがって、仮に電流阻止部４ｃが設けられていない場合、スイッチＳｃが導通すればコンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと電流が流れる。これによって、コンデンサＣ３の両端電圧ｖ３が不要に増大する。

一方で、本直接形電力変換装置では、電流阻止部４ｃがコンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと流れる電流を阻止する。よって、コンデンサＣ３の両端電圧ｖ３が不要に増大することを回避できる。

また両端電圧ｖ３の増大を回避できるので、両端電圧ｖ３をダイオード整流器２による整流電圧と同程度にすることができる。したがって、例えばスイッチＳｃが非導通してコンバータ（ダイオード整流器２及びフィルタ３）からインバータ５へと電流が流れるときには、整流電圧と同等の両端電圧ｖ３をインバータ５に入力できる。

一方で、特許文献１の制御は、後に詳述するように、当該コンバータからインバータ５へと電流が流れるときに整流電圧がインバータ５に入力されるという考えに基づく制御である。上述のように本直接形電力変換装置によれば、このとき整流電圧と同等の両端電圧ｖ３をインバータ５に入力できるので、本直接形電力変換装置は特許文献１の制御に適している。

以上のように、本直接形電力変換装置によれば、ダイオード整流器２の入力側にコンデンサを設ける場合に比して、コンデンサＣ３の定格電圧を低減することができ、しかも本直接形電力変換装置は、コンバータ（ダイオード整流器２＋フィルタ３）からインバータ５へと電流が流れるときに整流電圧がインバータ５に入力されるという考えを前提とした制御（例えば特許文献１の制御）に好適である。

＜電流阻止部の位置＞
図１，２の例示では、ダイオードＤ４３はバッファ回路４ａと昇圧回路４ｂとの間で直流電源線ＬＨに設けられている。これはダイオードＤ４３で生じる損失を低減するという観点で望ましい。例えば図３のようにダイオードＤ４３が昇圧回路４ｂよりも前段で直流電源線ＬＨに設けられると、昇圧回路４ｂへと流れる電流（つまりリアクトルＬ４に流れる電流、図３において矢印で示す）がダイオードＤ４３を通過する。一方で、図１，２の例示では昇圧回路４ｂに流れる電流はダイオードＤ４３を通過しない。よってダイオードＤ４３で生じる損失を低減できるのである。言い換えれば、ダイオードＤ４３による損失を避けて、コンデンサＣ４を充電できる。

＜電流阻止部＞
図４の例示では、電流阻止部４ｃはダイオードＤ４３とスイッチＳ４とを備えている。ダイオードＤ４３とスイッチＳ４とはバッファ回路４ａと昇圧回路４ｂとの間で直流電源線ＬＨに設けられ、互いに直列に接続される。ダイオードＤ４３の順方向はダイオード整流器２からインバータ５へと向かう方向である。スイッチＳ４は例えばＩＧＢＴであり、その順方向はダイオードＤ４３のそれと同じである。

なお図４の例示ではダイオードＤ４３が設けられているものの、ダイオードＤ４３は設けられていなくてもよい。この場合、スイッチＳ４をスイッチＳｃと排他的に導通させる。これによってダイオードＤ４３が設けられなくても、コンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと流れる電流を阻止できる。

一方で、スイッチＳ４に印加される逆電圧を低減するという観点では、ダイオードＤ４３を設けることが望ましい。ここでいう逆電圧とは、電流が順方向に流れるときにスイッチＳ４に印加される電圧とは逆方向の電圧であり、スイッチＳ４の両端のうちコンデンサＣ４側の端を高電位とした電圧である。ダイオードＤ４３が設けられれば、ダイオードＤ４３とスイッチＳ４との直列接続体が電流阻止部４ｃに印加される逆電圧を支持することになるので、スイッチＳ４に印加される逆電圧を低減することができる。

またこの電流阻止部４ｃはコンバータ（ダイオード整流器２＋フィルタ３）を電流形コンバータとして機能させることができる。なぜなら、電流阻止部４ｃはダイオードＤ４３を有するのでいわゆる逆阻止能力を有し、またスイッチＳ４を有するからである。

かかる電流阻止部４ｃによっても、コンデンサＣ４からコンデンサＣ３に電流が流れることを阻止できる。ただし、電流阻止部４ｃがダイオードＤ４３のみを有していれば、次の観点で望ましい。即ち、以下で詳述するように、単相交流電圧Ｖｉｎに瞬時電圧上昇が生じると、これに起因して電流阻止部４ｃに電流が流れるところ、この電流の大小という観点では、電流阻止部４ｃはダイオードＤ４３のみを有することが望ましい。

図５は、図４の直接形電力変換装置において、単相交流電源１からの単相交流電圧Ｖｉｎに瞬時電圧上昇が生じたときの、交流電圧Ｖｉｎと、インバータ５に入力される直流電圧Ｖｄｃと、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃと、電流阻止部４ｃに流れる電流ｉ４とを示し、図６は図５の拡大図である。図７は、図１の直接形電力変換装置において、交流電圧Ｖｉｎに瞬時電圧上昇が生じたときの、単相交流電圧Ｖｉｎと直流電圧Ｖｄｃと両端電圧ｖｃと電流ｉ４とを示し、図８は図７の拡大図である。

ここでは単相交流電圧Ｖｉｎの振幅は約３２５［Ｖ］程度であり、主として正弦波形状を採る。ただし、図５〜８の例示ではこの単相交流電圧Ｖｉｎに雷サージを模したパルスが加えられる。例えば、パルス幅５０［μ秒］のパルスが単相交流電圧Ｖｉｎの振幅のピーク付近に印加され、これにより単相交流電圧Ｖｉｎは最大で電圧値８００［Ｖ］まで上昇する。

図５において、直流電圧Ｖｄｃは、両端電圧ｖｃ、両端電圧ｖ３（整流電圧と同等）、又は零を採る。なお両端電圧ｖ３は整流電圧と同等であり、理想的には単相交流電圧Ｖｉｎが示す正弦波の絶対値に沿う波形を有する。

直流電圧Ｖｄｃがどの値を採るかはスイッチＳｃ，Ｓ４の導通／非導通と関連して説明できる。即ち、図４も参照して、スイッチＳｃが導通する期間ではインバータ５には両端電圧ｖｃが入力されるので、直流電圧Ｖｄｃは両端電圧ｖｃを採る。スイッチＳｃが非導通し、スイッチＳ４が導通する期間では、コンデンサＣ３の両端電圧ｖ３がインバータ５に入力されるので直流電圧Ｖｄｃは両端電圧ｖ３を採る。スイッチＳｃ，Ｓ４の両方が非導通する期間では直流電圧Ｖｄｃは零を採る。

また本実施の形態において、両端電圧ｖｃは脈動している。より詳細には、期間Ｔ１（単相交流電圧Ｖｉｎを正弦波としたときの電源位相角が０度〜４５度、１３５度〜２２５度、３１５度から３６０度である各期間）において、両端電圧ｖｃは低減する。これは期間Ｔ１において、スイッチＳｃが適宜にオンしてコンデンサＣ４が適宜に放電するからである。一方、期間Ｔ１以外の期間Ｔ２において両端電圧ｖｃは増大する。これは期間Ｔ２においてスイッチＳｃを非導通に維持しつつ昇圧回路４ｂ（スイッチＳｌ）を動作させてコンデンサＣ４を充電するからである。ただし、図５では単相交流電圧Ｖｉｎに瞬時電圧上昇が生じており、これに起因しても両端電圧ｖｃは増大する。この点については後に述べる。

以上のように両端電圧ｖｃは期間Ｔ１において低減し、期間Ｔ２において上昇する。つまり両端電圧ｖｃは単相交流電圧Ｖｉｎの周期の半分の周期で脈動する。但し両端電圧ｖｃはほぼ一定であってもかまわない。

さて図５，６に例示するように交流電圧Ｖｉｎに瞬時電圧上昇が生じると、これに伴ってコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３が上昇する。このときスイッチＳ４が非導通であれば、コンデンサＣ４はリアクトルＬ３，Ｌ４およびダイオードＤ４０を介して充電される。しかるに、コンデンサＣ４の充電経路にはコンデンサＣ３の充電経路と比べてリアクトルＬ３が更に介在するので、両端電圧ｖｃの上昇は両端電圧ｖ３の上昇に比べて緩やかである。よってこのとき両端電圧ｖ３は両端電圧ｖｃを超えて増大し得る。

このように両端電圧ｖ３が両端電圧ｖｃよりも高い状態でスイッチＳ４が導通すると、コンデンサＣ３からコンデンサＣ４へとスイッチＳ４及びダイオードＤ４３，Ｄ４２を介して比較的大きな電流（いわゆる突入電流）が流れる。なぜなら、この経路に介在するスイッチＳ４およびダイオードＤ４３，４２は当該経路の電流をあまり抑制しないからである。図５，６の例示では、電流阻止部４ｃに流れる電流ｉ４は最大で３０００［Ａ］を超える。このときインバータ５には両端電圧ｖ３が入力されるので直流電圧Ｖｄｃは両端電圧ｖ３を採るところ、両端電圧ｖ３は両端電圧ｖｃとほぼ等しくなるので、図５，６に示すように、インバータ５に入力される直流電圧Ｖｄｃは両端電圧ｖｃとほぼ等しくなる。

そして再びスイッチＳ４が非導通すると、両端電圧ｖ３が再び両端電圧ｖｃよりも高くなり得る。この状態で再びスイッチＳ４が導通すると、電流阻止部４ｃには再び大きな電流が流れる。図５，６の例示では、瞬時電圧上昇の発生からスイッチＳ４が２回目に導通した場合にも大きな電流ｉ４が流れている。

一方、図７，８の例示では、直流電圧Ｖｄｃは零を採らない。なぜなら、図１の直接形電力変換装置ではスイッチＳ４が設けられていないからである。図１の直接形電力変換装置においても、単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時電圧上昇に起因して両端電圧ｖ３は増大する。そしてダイオード整流器２の出力電圧が増大してダイオードＤ４３，Ｄ４２が導通すると、コンデンサＣ３からではなく、ダイオード整流器２から、電流阻止部４ｃ及びダイオードＤ４２を介してコンデンサＣ４へと電流が流れる。この経路にはリアクトルＬ３が介在するので、電流ｉ４の時間に対する上昇率が抑えられる。よって電流ｉ４のピークが抑制される。このとき電流ｉ４は鋸波に沿って変動し、図７，８の例示ではその最大値は１００［Ａ］程度以下である。

以上のとおり、図１の直接形電力変換装置よれば、図４の直接形電力変換装置に比して、電流阻止部４ｃを流れる電流ｉ４のピークを約３０分の１にすることができる。よってダイオードＤ４３として電流容量の小さいダイオードを採用することができる。

なお図７，８の例示では、定常状態における電流ｉ４の最大値は２０［Ａ］程度である。よって、瞬時電圧上昇に伴う電流ｉ４のピーク（約１００［Ａ］）は定常状態における電流ｉ４の５倍程度である。一般にダイオードのサージ電流耐力は定格の１０倍以上であるので、ダイオードＤ４３の定格電流をインバータ５の定格電流と同程度に選定すれば、ダイオードＤ４３は瞬時電力上昇に起因する電流のピークにも耐えることができる。

第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる直接形電力変換装置は、図９に示すように、リアクトルＬ３に並列に接続される抵抗Ｒ３を更に備えている。リアクトルＬ３は第１の実施の形態と同様にダイオード整流器２の入力側に設けられてもよく、この場合でも図１０に示すように抵抗Ｒ３がリアクトルＬ３に並列接続される。

このような抵抗Ｒ３はいわゆるダンピング抵抗として機能する。よってこの抵抗Ｒ３の抵抗値を調整することで、ダイオード整流器２に入力される入力電流Ｉｉｎの波形を調整することができる。以下、抵抗Ｒ３の抵抗値と入力電流Ｉｉｎの波形との関係について詳述する。図１１は、単相交流電圧Ｖｉｎと、抵抗Ｒ３の抵抗値を異ならせた場合の入力電流Ｉｉｎとを示している。図１１では、交流電圧Ｖｉｎが一番上のグラフとして模式的に表され、抵抗Ｒ３の抵抗値が１０［Ω］であるときの入力電流Ｉｉｎが交流電圧Ｖｉｎの下に示され、抵抗Ｒ３の抵抗値が１００［Ω］であるときの入力電流Ｉｉｎが一番下に示されている。

なお、ここでは一例としてリアクトルＬ３のインダクタンスとして４６０［μＨ］を採用し、コンデンサＣ３の静電容量として２５［μＦ］を採用する。この場合、抵抗Ｒ３の抵抗値が１０［Ω］であるときのフィルタ３の減衰率は０．２２であり、抵抗Ｒ３の抵抗値が１００［Ω］であるときの減衰率は０．０２である。

図１１に示すように、入力電流Ｉｉｎには周波数の高い高調波成分が生じている。この高調波成分はインバータ５などのスイッチングに起因するものである。抵抗Ｒ３の抵抗値が１０［Ω］である場合の当該高調波成分は、特に入力電流Ｉｉｎがピーク又はボトムを採る付近の高調波成分として見て取ることができる。

図１１において高調波成分の振動幅は、抵抗値が１０［Ω］であるときよりも抵抗値が１００［Ω］であるときの方が小さい。つまりこの高調波成分は抵抗Ｒ３の抵抗値が大きいほど小さい。

他方、図１１に示すように、抵抗Ｒ３の抵抗値が１００［Ω］である場合、当該高調波成分よりも低い周波数の歪みが入力電流Ｉｉｎに生じている。これは次で述べるように、入力電流Ｉｉｎと単相交流電圧Ｖｉｎとの位相差に起因する。即ち、入力電流Ｉｉｎの位相が単相交流電圧Ｖｉｎに対して進むと、入力電流Ｉｉｎが低減して零に至る時点ｔ１において単相交流電圧Ｖｉｎは正の値ｖ０を採る。

そして交流電圧Ｖｉｎが値ｖ０から低減して零に至るまでの期間ｔ１０では、交流電圧Ｖｉｎは正である。この期間ｔ１０は入力電流Ｉｉｎの交流電圧Ｖｉｎに対する進相時間であるので、以下では進相時間ｔ１０とも呼ぶ。この期間ｔ１０では交流電圧Ｖｉｎが正であるので、ダイオード整流器２は導通せずに、即ち入力電流Ｉｉｎは負になれずに零となる。

また時点ｔ１において交流電圧Ｖｉｎが正の値ｖ０を採るので、コンデンサＣ３の両端電圧ｖ３は零にならずに最小値としての所定値（例えば値ｖ０）を採る。

交流電圧Ｖｉｎが零を下回る直後では、交流電圧Ｖｉｎの絶対値（整流電圧）がコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３を超えないので、ダイオード整流器２は導通せずに入力電流Ｉｉｎは零を維持する。つまり図１１に例示するように、交流電圧Ｖｉｎが零に至る時点からその絶対値が両端電圧ｖ３と一致する時点までの期間ｔ２０においても、入力電流Ｉｉｎは零を維持する。

そして交流電圧Ｖｉｎの絶対値がコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３を超えると、ダイオード整流器２が導通する。この導通に伴って入力電流Ｉｉｎが急峻に変化するところ、抵抗Ｒ３の抵抗値が大きくフィルタ３の減衰率が小さい場合には、入力電流ＩｉｎがＬＣフィルタの共振作用により振動することとなる（抵抗値が１００［Ω］である場合の入力電流Ｉｉｎ参照）。以下では、この入力電流Ｉｉｎの振動波形をフィルタ共振波形と呼ぶ。

一方で、抵抗Ｒ３の抵抗値が小さくＬＣフィルタの減衰率が大きい場合は、入力電流Ｉｉｎには共振による振動がほとんど生じない。つまり、抵抗Ｒ３の抵抗値が小さいほどフィルタ共振波形の振幅は小さい。

以上のように、インバータ５等のスイッチングに起因する高調波成分と、ＬＣフィルタの共振に起因するフィルタ共振波形の振幅とは、抵抗Ｒ３の抵抗値に対して互いにトレードオフの関係がある。かかるトレードオフの関係を考慮して抵抗Ｒ３の抵抗値を調整することで、適宜に入力電流Ｉｉｎの波形を調整することができる。例えばフィルタ共振波形の振幅を優先的に低減する場合には、抵抗Ｒ３の抵抗値として比較的小さい値を採用する。

第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかる直接形電力変換装置の構成は第１又は第２の実施の形態にかかる直接形電力変換装置と同じである。ここでは入力電流Ｉｉｎの共振周波数成分を制御によって抑制することを企図する。まず直接形電力変換装置の制御方法の一例について概説し、入力電流Ｉｉｎの振動の抑制のための制御についてはその後に述べる。

＜電力脈動低減の基本的な考え方＞
図１で示された直接形電力変換装置においては、ダイオード整流器２が全波整流を行う。よってインバータ５及び誘導性負荷６で消費される電力が一定である場合には（例えば誘導性負荷６が対称三相負荷である場合：これは多くの誘導性負荷に当てはまる）、直流電源線ＬＨ，ＬＬに供給される電力は、充放電回路４を無視すれば、単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有して脈動してしまう。そこで充放電回路４によって当該脈動を軽減する。具体的にはバッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受することによって電力脈動を軽減する。

ダイオード整流器２に入力する瞬時電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍ、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相角を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相角ωｔの正弦値として把握した。

式（１）の右辺の第２項が電力脈動を示す。かかる電力脈動を打ち消すためには、バッファ回路４ａが、第２項目と同じ値であって極性の異なる瞬時授受電力Ｐｂｕｆを直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で授受すればよい。かかる瞬時授受電力Ｐｂｕｆは次式で表される。

つまり、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、単相交流電源１から入力される瞬時電力の直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）と、位相角ωｔの二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値cos（２ωｔ）との積で表されることになる。

式（２）から、バッファ回路４ａが授受する瞬時電力（以下「瞬時授受電力」）Ｐｂｕｆは正負の値を採り得ることがわかる。瞬時授受電力Ｐｂｕｆは具体的には、単相交流電圧の位相角ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下である期間（以下「授与期間」と称す）に正の値を採り、これ以外の期間（以下「受納期間」）ときに負の値を採る。つまりバッファ回路４ａは、授与期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬに授与し、受納期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬから受納する。これにより電力脈動が相殺される。

単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値がその振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには充放電回路４は正の電力を出力し、振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも把握できる。

以下、授与期間及び受納期間における具体的動作について説明するが、これに先立ってまず、検討に必要な定式化を行う。

図１２は図１に示された回路の等価回路である。図１２に示された等価回路では、ダイオード整流器２及びフィルタ３からインバータ５に電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、コンデンサＣ４からインバータ５に流れる放電電流ｉｃｄは、スイッチＳｃを放電電流ｉｃｄとして等価的に表されている。インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬの一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流も、スイッチＳｚを経由する電流ｉｚとして等価的に表されている。なお零電圧ベクトルを含む電圧ベクトルについては後に詳述する。また図１２では、昇圧回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが付記されている。

また図１２の等価回路においては、フィルタ３の出力電圧が電圧源Ｅ１で示されている。電圧源Ｅ１はダイオード整流器２が出力する整流電圧（＝交流電圧Ｖｉｎの絶対値）を出力する。つまり、かかる等価回路は、当該コンバータからインバータ５へと電流が流れるとき（スイッチＳｒｅｃが導通するとき）には、整流電圧がインバータ５に入力されるという考えに基づいている。

このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれの時比率たるデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式が成立する。

なお図１２から分かるように、ダイオード整流器２を流れる電流ｉｒｅｃは、スイッチＳｒｅｃを導通する電流ｉｒｅｃ１と、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌとの和と等しい。また電流Ｉｒｅｃ１は整流デューティｄｒｅｃと直流電流Ｉｄｃとの積で表されるので、電流ｉｒｅｃは式（３）に示すように、ｄｒｅｃ・Ｉｄｃと、電流ｉｌとの和で示される。

なお電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。また電流ｉｌも同様にスイッチＳｌのスイッチング周期における平均値である。

また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。

よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。以下では、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚをそれぞれ整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃおよび零デューティｄｚと称することがある。

＜授与期間における動作＞
授与期間においては、スイッチＳｃを動作させてコンデンサＣ４から放電電流ｉｃｄを流すことにより、直流電源線ＬＨ，ＬＬへとバッファ回路４ａから瞬時授受電力Ｐｂｕｆを授与する。よってスイッチＳｌは導通させず、電流ｉｌを零とする。つまり授与期間においては昇圧回路４ｂを動作させない。

ここでダイオード整流器２を流れる電流ｉｒｅｃを正弦波状にするためには、電流ｉｒｅｃが次式を満たせばよい。

式（３）においてｉｌ＝０が成立するので、ｉｒｅｃ＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃが成立する。よって式（５）により、整流デューティｄｒｅｃは次式に設定される。

更に、電力脈動を低減するためには、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃと放電電流ｉｃｄとの積（ｖｃ・ｉｃｄ）が瞬時授受電力Ｐｂｕｆ（式（２））に等しければよい。よって式（２），（３）から放電デューティｄｃは下式のように設定される。これによって、電力脈動を相殺するためのコンデンサＣ４の放電が行われる。

零デューティｄｚは式（４）により、１から整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとを引いた値となる。

なお、実際にはスイッチＳｒｅｃは設けられず、等価回路において現れているに過ぎない。そしてその導通／非導通は、スイッチＳｃ及びインバータ５の動作に従属して決定される。このような動作については後にインバータ５の動作と共に説明される。

＜受納期間における動作＞
受納期間においては、バッファ回路４ａは直流電源線ＬＨ，ＬＬへと電力を授与しないので、スイッチＳｃは導通させずに、放電デューティｄｃを零とする。

式（３）から次式が導かれる。

ここで、電流ｉｒｅｃ１（＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ）と単相交流電圧Ｖｉｎを全波整流した値｜Ｖｉｎ｜との積が、式（１）で表される瞬時電力Ｐｉｎの直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）に等しくすることが望まれる。瞬時授受電力Ｐｂｕｆの授受によって、ダイオード整流器２よりも後段で消費される電力を瞬時電力Ｐｉｎの直流分という一定値にできるからである。よって下式が導かれる。

単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表され、電流ｉｒｅｃ１はｄｒｅｃ・Ｉｄｃで表されるので、式（９）から整流デューティｄｒｅｃは下式のように設定される。

零デューティｄｚは１から整流デューティｄｒｅｃを引いた値に設定される（式（４））。このように零デューティｄｚを設定することにより、出力電力の脈動を相殺するための零電圧ベクトルの期間を設定することができる。

次に、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌについて説明する。授与期間と同様に、ダイオード整流器２を流れる電流ｉｒｅｃを正弦波状にするためには、電流ｉｒｅｃが式（５）を満足しなければならない。したがって電流ｉｌは、式（８），（１０）も考慮して次式で設定される。

つまり、受納期間においてダイオード整流器２に入力する入力電流Ｉｉｎを正弦波状にするための、電流ｉｌが決定される。よってリアクトルＬ４に流れる電流ｉｌが式（１１）を満足するように昇圧回路４ｂを制御すればよい。この昇圧回路４ｂはいわゆる連続モード、不連続モード、および、臨界モードのいずれを用いて制御されてもよい。ここでは一例として、不連続モードを用いる場合について説明する。また電流ｉｌはスイッチＳｌのスイッチング周期についての平均値であり、以下では平均値と区別すべく、その瞬時値を電流ｉｌｓとして説明する。

図１３に不連続モードにおける電流ｉｌｓの波形の概念図を示す。スイッチＳｌのスイッチング周期をＴとし、その導通期間をΔＴ１としている。よってスイッチＳｌが導通する昇圧デューティｄｌはΔＴ１／Ｔで表される。また図１３に示すように、スイッチＳｌがオフした後に、リアクトルＬ４に電流ｉｌｓが流れる期間をΔＴ２としている。図１３の例示では、電流ｉｌｓは不連続であるので、期間ΔＴ１，ΔＴ２の和は周期Ｔよりも小さい。ここでは簡単のため、電流ｉｌｓの波形を三角波として近似して取り扱う。電流ｉｌｓは零からピーク値Ｉｐの間の値を採る。

スイッチング周期の始期を基準（零）とする時間ｔと期間ΔＴ１，ΔＴ２との関係から次式が成立する。なお、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃは昇圧回路４ｂによって単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍよりも高く充電されている。また充電経路のインダクタンスを値Ｌｍとして表した。実際には充電経路のインダクタンスはリアクトルＬ４のインダクタンスが主となるので、値ＬｍはリアクトルＬ４のインダクタンスと見ることができる。

ピーク値Ｉｐはｔ＝ΔＴ１が成立するときの電流ｉｌｓであるので、ピーク値Ｉｐは式（１２）にｔ＝ΔＴ１を代入することでＩｐ＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／Ｌｍで求まる。

また式（１３）においてｔ＝ΔＴ２が成立するときにｉｌ＝０が成立することから、ΔＴ２＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／（ｖｃ−Ｖｉｎ）が成立する。かかる関係を考慮しつつ、式（１２），（１３）からスイッチング周期Ｔにおける電流ｉｌｓの積分値を求め、この積分値をスイッチング周期Ｔで除算すると電流ｉｌは次式で求まる。

よって式（１１）も考慮してスイッチＳｌが導通する昇圧デューティｄｌは次式で表される。

＜インバータ動作の制御＞
スイッチＳｃ，Ｓｌは図１に示す直接形電力変換装置に設けられるので、上述のようにスイッチＳｃ，Ｓｌのデューティを決定することができる。一方で、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚは図１に示す直接形電力変換装置に実際に設けられているわけではない。図１２に示す等価回路上のスイッチＳｒｅｃ，ＳｚはスイッチＳｃ及びインバータ５のスイッチングによって等価的に制御される。スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚを等価的に制御する方法を説明するために、まずインバータの一般的な制御について説明する。

Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ、Ｖ相に対応する一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ及びＷ相に対応する一対のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ相互に排他的に制御される。よって、各スイッチング素子のスイッチ状態に応じて、インバータ５の全体としては次の８つのスイッチングパターンが存在する。ここで上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通であるスイッチ状態を「１」で表現し、上側スイッチング素子が非導通であって下側スイッチング素子が導通するスイッチ状態を「０」で表現する。各相についてのスイッチ状態をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順で並べると、スイッチングパターンとしては、（０，０，０）（０，０，１）（０，１，０）（０，１，１）（１，０，０）（１，０，１）（１，１，０）（１，１，１）の８つのパターンが存在する。

インバータ５において上述の各スイッチングパターンが実現されることにより、当該スイッチングパターンに応じて出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからそれぞれ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが出力される。

図１４には上記のスイッチングパターンに対応した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が示されている。電圧ベクトルを示す符号「Ｖｘ」の「ｘ」は、スイッチ状態を示す上記３つの数字を３桁の二進数として捉え、当該二進数を１０進数に変換した数字を採用している。例えばスイッチングパターン（１，０，０）は電圧ベクトルＶ４として表される。

各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、これらの始点を中心点に一致させ、それらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７では出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。かかる電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルと称している。

なお、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうちの隣り合う２つと、各電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とにより構成される正三角形の領域をそれぞれＳ１〜Ｓ６と呼ぶ。

インバータ５では上記スイッチングパターンが選択的に採用されて動作する。インバータ５を電圧ベクトルを用いて制御する場合、電圧ベクトルの指令値Ｖ＊は、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７で合成できる。これらの電圧ベクトルが採用される期間を調整することにより、指令値Ｖ＊はその位置する領域Ｓ１〜Ｓ６のそれぞれにおいて任意に設定できる。但し、一つの電圧ベクトルが連続して採用される期間は、単相交流電圧の周期に対して十分に短い期間で設定される。

図１５のタイミングチャートは、直接形電力変換装置の授与期間における動作を例示している。ここでは簡単のため、キャリヤＣとして周期ｔｓを有する三角波を採用する。この三角波では、例えば、最小値および最大値がそれぞれ０，１をとり、増加時の傾斜の絶対値と減少時の傾斜の絶対値とは互いに等しい。

授与期間においては上述の通り昇圧回路４ｂを動作させないので、昇圧デューティｄｌは零であり、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ式（６），（７）で設定され、零デューティｄｚは整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとに基づいて式（４）で設定される。

キャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃ以上の値を採るときにスイッチＳｒｅｃが導通すると設定すれば、スイッチＳｒｅｃは整流デューティｄｒｅｃで導通することになる（期間ｔｒｅｃ＝ｄｒｅｃ・ｔｓにおいて等価的に導通）。また式（４）が成立するので、キャリヤＣがデューティの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以上の値を採るときにスイッチＳｃが導通すると設定すれば、スイッチＳｃは放電デューティｄｃで導通することになる（期間ｔｃ＝ｄｃ・ｔｓで導通）。そしてキャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃ以上であって和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以下の値を採るときに、スイッチＳｚが導通することになる（一周期ｔｓにおいて二回出現する期間ｔｚ／２＝ｄｚ・ｔｓ／２において導通：キャリヤＣ増加時の傾斜と減少時の傾斜とは絶対値が等しいので期間ｔｚが二等分されている）。このようにデューティｄｒｅｃ，ｄｚに基づいた指令値をキャリヤＣと比較することにより、キャリヤＣの一周期ｔｓにおいてスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ等価的に導通させる期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚが設定される。このようなキャリヤ比較の結果、スイッチＳｃが導通するタイミングが決定される。

スイッチＳｒｅｃを期間ｔｒｅｃで導通することと等価な動作をダイオード整流器２に行なわせ、かつ、スイッチＳｚを期間ｔｚで導通することと等価な動作をインバータ５に行わせるため、インバータ５は下記のような制御を受ける。なお図１５においては、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと排他的に制御されるスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの導通／非導通については図示を省略している。

ここでは簡単のため、インバータ５が有する各スイッチング素子の導通期間も、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚの導通期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚを導くために用いたキャリヤと同じキャリヤＣを用いて求める場合について説明する。

図１５では、インバータ５において、電圧ベクトルの指令値Ｖ＊を電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を用いて合成する場合が例示されている。かかる合成は例えば電圧ベクトルの指令値Ｖ＊が領域Ｓ１にある場合に採用される。なお、簡単のために零電圧ベクトルＶ７は採用されない場合について説明するものの、零電圧ベクトルＶ７を採用してもよい。

さて、一般的に、インバータ５の動作を制御する際には出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにおける出力電圧の指令値として、相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が採用される。図１５に示された場合では、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を用いた変調が例示されているので、０＜Ｖｕ＊＜Ｖｖ＊＜Ｖｗ＊＝１の関係が成立する。

そしてインバータ５が零電圧ベクトルを採用して動作するときにダイオード整流器２に転流させるべく、キャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃの値を採るときを境として、キャリヤＣが比較されるべき指令値を変更する。具体的には、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ＊）以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ＊）以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ＊）以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。

このような導通パターンは期間ｔｒｅｃにおいて、従来の三角波と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との比較に相当する。キャリヤＣのうち、値０〜ｄｒｅｃを採る三角波の部分をＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊で内分するからである。但し、図１５の例ではＶｗ＊＝１が成立するので、ｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ＊）＝０が成立し、スイッチング素子Ｓｗｐは期間ｔｒｅｃにおいては導通していない。以上の動作により、期間ｔｒｅｃにおいては例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で採用される。

また、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ＊以上のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ＊以上のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ＊以上のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。

このような導通パターンは期間ｔｃにおいて、従来の三角波と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との比較に相当する。キャリヤＣのうち、値ｄｒｅｃ＋ｄｚ〜１（＝ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ）を採る三角波の部分をＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊で内分するからである。但し、図１５の例ではＶｗ＊＝１が成立するので、ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ＊＝１が成立し、スイッチング素子Ｓｗｐは期間ｔｃにおいては導通していない。以上の動作により、期間ｔｃにおいても期間ｔｒｅｃと同様に、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で出力される。

期間ｔｒｅｃ，ｔｃにおける各スイッチング素子の制御により、期間ｔｒｅｃ，ｔｃで挟まれた期間ｔｚ／２においては、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となる。これにより、期間ｔｚ／２においては、零電圧ベクトルとして電圧ベクトルＶ０が出力される。

他方、インバータ５が零電圧ベクトル以外で動作するのは、インバータ５が直流電源線ＬＨ，ＬＬから電流を受けるときに許される。よって零電圧ベクトル以外でのインバータ５の動作はスイッチＳｚが非導通のときに行われる。

なお、期間ｔｚは、上述の説明から明らかなように、デューティｄｚによって決定される期間である。言い替えれば、相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に拘わらず（依存せずに）、インバータ５が零電圧ベクトルを採用する期間である。つまり、デューティｄｚは、インバータ５が出力する電圧の大きさに拘わらず、インバータ５が零電圧ベクトルで動作するデューティである、とも把握できる。また整流デューティｄｒｅｃは、式（４）を考慮して、放電デューティｄｃと零デューティｄｚとの和を１から引いて得られるデューティである、とも把握できる。

図１６のタイミングチャートは、直接形電力変換装置の受納期間における動作を例示している。受納期間においても授与期間と同じキャリヤＣが採用される。また整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ式（１０），（１６）で設定される（但し式（１６）で採用される電流ｉｌについては式（１１）を用いる）。

授与期間と同様に、キャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃ以上の値を採るときにスイッチＳｒｅｃが導通すると設定する。しかし受納期間においては上述の通り、放電デューティｄｃは零であり、式（４）からｄｒｅｃ＋ｄｚ＝１が成立する。よって授与期間とは異なり、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚは排他的に導通／非導通することになる。

このようにデューティｄｒｅｃに基づいた指令値をキャリヤＣと比較することにより、キャリヤＣの一周期ｔｓにおいてスイッチＳｒｅｃ，Ｓｚをそれぞれ等価的に導通させる期間ｔｒｅｃ，ｔｚが設定される。

受納期間においてもインバータ５の動作は期間ｔｒｅｃにおいて指令値ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ＊），ｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ＊），ｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ＊）とキャリヤＣの値との比較により、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの動作が決定され、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で採用される。

またｄｃ＝０が成立するので、指令値ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ＊，ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ＊，ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ＊はいずれも１となり、期間ｔｚにおいてはインバータ５は零電圧ベクトルＶ０に基づいた動作をすることになる。

またスイッチＳｌについては例えば次のように制御される。例えば不連続モードを採用する場合には、スイッチング周期Ｔとして一定値を採用することができるので、ここでは簡単のためにスイッチング周期ＴとしてキャリヤＣの周期ｔｓを採用する。そして、キャリヤＣがデューティｄｌ以下の値を採るときにスイッチＳｌが導通すると設定すれば、スイッチＳｌはデューティｄｌで導通することになる。デューティｄｌは式（１６）においてＴ＝ｔｓを採用して求めることができる。つまりスイッチＳｌが導通する期間ｔｌはデューティｄｌと周期ｔｓとの積で求められる。これは図１３の期間ΔＴ１に相当する。

なお、ここではスイッチＳｌがキャリヤＣに同期して、期間ｔｒｅｃにおいてスイッチングする場合を例示しているが、期間ｔｚにおいて、または期間ｔｚ，ｔｒｅｃの双方において、スイッチングしても良く、また、キャリヤＣ以外のキャリヤに基づいてスイッチングしても良い。

＜入力電流の共振周波数成分の抑制制御＞
入力電流Ｉｉｎの絶対値たる電流Ｉｒｅｃは、ダイオード整流器２からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１（＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ）とリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌとの和である（式（８））。よって整流デューティｄｒｅｃ又は電流ｉｌを調整することで電流Ｉｒｅｃを調整でき、ひいては入力電流Ｉｉｎを調整することができる。

さて入力電流Ｉｉｎのフィルタ共振波形は、第２の実施の形態で述べたように、入力電流Ｉｉｎが零から離れた直後に生じる（図１１参照）。よってこのフィルタ共振波形は主として授与期間Ｔ１において生じる。授与期間Ｔ１では電流ｉｌは例えば零に設定されるので、授与期間Ｔ１では入力電流Ｉｉｎは電流ｉｒｅｃ１に依存する。よって第３の実施の形態では、整流デューティｄｒｅｃを調整することで、電流ｉｒｅｃを調整し、ひいては入力電流Ｉｉｎのフィルタ共振波形を低減することを企図する。

一方で、リアクトルＬ３の両端電圧ＶＬは、図１７に示すように、入力電流Ｉｉｎの高周波成分（インバータ５のスイッチングによる高調波成分とフィルタ共振波形とを含む）に応じて変動する。電圧ＶＬはリアクトルＬ３を流れる電流、即ち電流ｉｒｅｃ、の変化率が高いほど高い値を採る。電流ｉｒｅｃは入力電流Ｉｉｎの絶対値なので、図１７に示すように、入力電流Ｉｉｎが正の範囲では、その変化率が高いほど電圧ＶＬは高い値を採り、入力電流Ｉｉｎが負の範囲では、その変化率が低いほど電圧ＶＬが高い値を採る。

このように電圧ＶＬには入力電流Ｉｉｎのフィルタ共振波形に応じて変動する。そこで第３の実施の形態では、リアクトルＬ３の電圧ＶＬを検出し、検出した電圧ＶＬに基づいて整流デューティｄｒｅｃを補正する。より詳細には電圧ＶＬが大きいほど整流デューティｄｒｅｃを低減し、電圧ＶＬが小さいほど整流デューティｄｒｅｃを増大する補正を行う。より具体的な一例として、電圧ＶＬに所定値Ｋを乗算した補正値（Ｋ・ＶＬ）を、整流デューティｄｒｅｃから減算する補正を行う。以下では、補正後の整流デューティｄｒｅｃを補正後整流デューティｄｒｅｃ’と呼ぶ。

そして、補正後整流デューティｄｒｅｃ’でスイッチＳｒｅｃを導通させることと等価な制御を、スイッチＳｃ，Ｓｌおよびインバータ５に行わせる。具体的な制御は上述したとおりであるものの、整流デューティｄｒｅｃとしては補正後整流デューティｄｒｅｃ’を採用する。また補正後整流デューティｄｒｅｃ’の採用に伴って、放電デューティｄｃおよび零デューティｄｚの少なくとも何れか一方を変更することが望ましい。なぜなら、式（４）より、デューティｄｒｅｃ’，ｄｃ，ｄｚの和は１を維持するからである。

放電デューティｄｃは例えば電力脈動を相殺するように式（７）で設定される。よって放電デューティｄｃを変更すれば、電力脈動の抑制効果が低下する。したがって、ここでは放電デューティｄｃではなく、零デューティｄｚを変更する。変更後の零デューティをｄｚ’とする。より詳細には、変更後の零デューティｄｚ’を補正後整流デューティｄｒｅｃ’と放電デューティｄｃの和を１から減算して求める。

そして、デューティｄｒｅｃ’，ｄｃ，ｄｚ’を用いて上述のようにスイッチＳｃ及びインバータ５制御することで、補正後整流デューティｄｒｅｃ’でスイッチＳｒｅｃを等価的に導通させることができる。なおこの制御においては、零デューティｄｚ’を用いてインバータ５の零相電流が制御される。

かかる制御によれば、補正後整流デューティｄｒｅｃ’は電圧ＶＬが大きいほど低減されるので、電圧ＶＬが大きいときに電流Ｉｒｅｃ１（＝ｄｒｅｃ’・Ｉｄｃ）を低減できる。言い換えれば、入力電流Ｉｉｎの変化率が大きいときに、電流Ｉｒｅｃ（＝Ｉｒｅｃ１＋ｉｌ＝｜Ｉｉｎ｜）を低減できる。これにより、入力電流Ｉｉｎの共振周波数成分を抑制することができる。

図１８は補正後整流デューティｄｒｅｃ’を採用した場合のシミュレーション結果を示す。図１７，１８の比較から理解できるように、整流デューティｄｒｅｃの補正により、入力電流Ｉｉｎの振動（フィルタ共振波形の振幅）を低減できることが分かる。

なお図１８の例示では、インバータ５などのスイッチングに起因した高調波成分はほとんど低減されていない。これは次の理由による。即ち、インバータ５では、キャリヤ一周期当たりに複数回のスイッチングが生じる。一方、整流デューティを補正する制御周期はキャリヤ周期と同程度であるので、整流デューティを制御しても、制御が間に合わないのである。

また入力電流Ｉｉｎのフィルタ共振波形は、上述のとおり、入力電流Ｉｉｎが零から離れる時点以後に生じ、フィルタ３の特性に応じた時間が経過することによって解消する（図１７の入力電流を参照）。よって全ての期間において整流デューティｄｒｅｃを電圧ＶＬに基づいて補正する必要はなく、少なくとも入力電流Ｉｉｎが零から離れた時点以後の所定期間において補正が行われれば良い。図１８では、一例として、授与期間Ｔ１のみ整流デューティｄｒｅｃを補正しており、補正の有無が制御切替信号として示されている。図１８では、制御切替信号が活性であるときに整流デューティｄｒｅｃが補正され、制御切替信号が非活性であるときに整流デューティｄｒｅｃが補正されない。これにより、入力電流Ｉｉｎの共振による変動を抑制しつつも、制御処理数を低減することができる。

＜制御部＞
図１９は、本直接形電力変換装置を制御する制御部１０の概念的な構成の一例を示している。制御部１０は、電流分配率生成部１１と、共振抑制制御部１５と、減算部１６と、加算部１３，１７と、比較部１２，１４と、キャリヤ生成部２３と、出力電圧指令生成部３１と、演算部３２，３３と、比較部３４，３５と、論理和／論理積演算部３６とを備えている。

電流分配率生成部１１は単相交流電流Ｖｉｎの振幅Ｖｍと、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍと、直流電流Ｉｄｃについての指令値Ｉｄｃ＊と、両端電圧ｖｃについての指令値ｖｃ＊と、電源角速度ωとを入力する。振幅Ｖｍ，Ｉｍ及び電源角速度ωは例えば公知の検出部を設けることで、検出されて電流分配率生成部１１に入力される。指令値Ｉｄｃ＊，ｖｃ＊は不図示の外部から入力される。

電流分配率生成部１１は、授与期間Ｔ１においては、式（６），（７）に基づいて整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃをそれぞれ出力するとともに、昇圧デューティｄｌとして零を出力し、受納期間Ｔ２においては式（１０），（１６）に基づいて整流デューティｄｒｅｃ及び昇圧デューティｄｌをそれぞれ出力するとともに、放電デューティｄｃとして零を出力する。また電流分配率生成部１１は整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとの和を１から減算した値を零デューティｄｚとして出力する。

共振抑制制御部１５はリアクトルＬ３の電圧ＶＬを入力する。電圧ＶＬは公知の電圧検出部７によって検出される。共振抑制制御部１５は電圧ＶＬが大きいほど大きい補正値を出力する。例えば電圧ＶＬと所定値Ｋとの積を補正値として出力する。

また図１９の例示では、例えば共振抑制制御部１５には電源角速度ωが入力される。共振抑制制御部１５は、電源角速度ωと時間ｔとの積ω・ｔにより求まる授与期間Ｔ１において、電圧ＶＬが大きいほど大きい補正値を出力し、受納期間Ｔ２においては零を補正値として出力してもよい。

減算部１６は整流デューティｄｒｅｃと補正値とを入力し、整流デューティｄｒｅｃから補正値を減算し、その結果を補正後整流デューティｄｒｅｃ’として出力する。

加算部１７は零デューティｄｚと補正値とを入力し、これらを加算して補正後零デューティｄｚ’として出力する。これにより、補正後零デューティｄｚ’は、補正後整流デューティｄｒｅｃ’と放電デューティｄｃとの和を１から減算した値となる。

補正後整流デューティｄｒｅｃ’と補正後零デューティｄｚ’とは加算部１３において加算され、その結果（ｄｒｅｃ’＋ｄｚ’）が比較部１２においてキャリヤＣと比較される。キャリヤＣは例えばキャリヤ生成部２３で生成される。比較部１２の比較結果はスイッチＳｃへ与えるスイッチング信号ＳＳｃとして出力される。例えば比較部１２はキャリヤＣが値（ｄｒｅｃ’＋ｄｚ’）以上となる期間で活性化した信号をスイッチング信号ＳＳｃとして出力する。

昇圧デューティｄｌは比較部１４においてキャリヤＣと比較され、その比較結果がスイッチＳｌへ与えるスイッチング信号ＳＳｌとして出力される。例えば比較部１４はキャリヤＣが昇圧デューティｄｌ以下となる期間で活性化した信号をスイッチング信号ＳＳｌとして出力する。

出力電圧指令生成部３１は相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。図１９の例示では、出力電圧指令生成部３１は誘導性負荷６の回転速度ωｍと、その指令ωｍ＊とを入力する。回転速度ωｍは公知の検出部によって検出され、指令ωｍ＊は不図示の外部によって入力される。出力電圧指令生成部３１は回転速度ωｍとその指令ωｍ＊との偏差が低減するように、公知の手法によって相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

演算部３２は補正後整流デューティｄｒｅｃ’と補正後零デューティｄｚ’と放電デューティｄｃと相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を入力する。演算部３２は値（ｄｒｅｃ’＋ｄｚ’＋ｄｃ・Ｖｘ＊）（ただしｘはｕ，ｖ，ｗを代表する）を算出してこれらを出力する。演算部３３は補正後整流デューティｄｒｅｃ’と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを入力し、値（ｄｒｅｃ’・（１−Ｖｘ＊））を算出してこれらを出力する。

値（ｄｒｅｃ’＋ｄｚ’＋ｄｃ・Ｖｘ＊）は比較部３４においてキャリヤＣと比較され、値（ｄｒｅｃ’・（１−Ｖｘ＊））は比較部３５においてキャリヤＣと比較される。比較部３４は例えばキャリヤＣが値（ｄｒｅｃ’＋ｄｚ’＋ｄｃ・Ｖｘ＊）以上となる期間で活性化した信号を出力し、比較部３５は例えばキャリヤＣが値（ｄｒｅｃ’・（１−Ｖｘ＊））以下となる期間で活性化した信号を出力する。

比較部３４，３５の比較結果は論理和／論理積演算部３６に入力される。比較部３４，３５の比較結果の論理和が、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐへとそれぞれ与えるスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐとして出力され、これらの否定が、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎへとそれぞれ与えるスイッチング信号ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎとして出力される。

第４の実施の形態．
第４の実施の形態にかかる直接形電力変換装置の構成は第２の実施の形態にかかる直接形電力変換装置と同一である。ここではフィルタ３の定数設定により入力電流Ｉｉｎの進みを抑制し、共振周波数成分を低減する方法について述べる。

リアクトルＬ３のインダクタンスおよびコンデンサＣ３の静電容量は、非特許文献４のIII章Ａに示される設計法に基づき設定することができる。例えばダイオード整流器２に入力される交流電源１の入力条件として、交流電圧Ｖｉｎの実効値として２３０［Ｖ］、入力電流Ｉｉｎの実効値として１６［Ａ］を採用すると、表１の欄Ｊに示す定数が設定される。

ここで、％Ｌは、ダイオード整流器２の定格インピーダンスＺに対するリアクトルＬ３の誘導性リアクタンスの比（＝Ｚ／ωＬ，ωは電源角速度）であり、ｆｃはフィルタ３の遮断周波数である。

この場合、入力電流Ｉｉｎの交流電圧Ｖｉｎに対する進相時間Δｔ（位相差を電源角速度ωで除算したもの）は３５２．２［μ秒］であり、定格入力力率は９９．４％である。また内線規定に示される、力率が下限値８５％となるときの負荷は定格の１８％である。よって、このようなフィルタ３を採用すれば、能力可変範囲が１０：１程度とされる空調用インバータでは、力率が８５％を下回りえる。このように力率が８５％を下回ることは望ましくない。

そこで、負荷が定格の１０％であるときに力率が８５％以上となるように定数を求めた結果を表１の欄Ａに示す。かかる定数によれば、コンデンサＣ３の静電容量が小さくなるので、入力電流Ｉｉｎの交流電圧Ｖｉｎに対する進相時間を低減することができる。図２０は、その上部において交流電圧Ｖｉｎを示し、また欄Ａに示す定数を採用した場合の電流波形を、抵抗Ｒ３の抵抗値別に示している。抵抗Ｒ３の抵抗値が２０［Ω］であるときの入力電流Ｉｉｎが図２０の交流電圧Ｖｉｎの下部に示され、抵抗値が２００［Ω］であるときの入力電流Ｉｉｎが図２０の最下部に示されている。なお抵抗値が２０［Ω］であるときの減衰率は約０．１９であり、抵抗値が２００［Ω］であるときの減衰率は約０．０２である。

図２０におけるコンデンサＣ３の静電容量は表１の欄Ａで示すとおり１５［μＦ］であり、図１１におけるコンデンサＣ３の静電容量は表１の欄Ｊで示すとおり２５［μＦ］であるので、進相時間ｔ１０は図１１に比して短くなる。よって、入力電流Ｉｉｎが零となる時点ｔ１における交流電圧Ｖｉｎの値ｖ０を図１１に比して低減することができる。これにより、コンデンサＣ３の両端電圧ｖｃの最小値が低減される。両端電圧ｖｃの最小値が低減すれば、入力電流Ｉｉｎが零から再び流れ始めるまでの期間ｔ２０も小さくなる。したがって、入力電流Ｉｉｎが流れ始めるときの初期的な変動幅を低減することができ、ひいてはフィルタ共振波形の振幅を小さくすることができる。

コンデンサＣ３の静電容量をさらに小さく設定することで、進相時間ｔ１０をさらに低減できるものの、キャリヤ周期にてＰＷＭ変調される電流源をキャリヤに同期して電流分配する変調原理より、進相時間ｔ１０をキャリヤ周期以下としても、コンデンサＣ３の両端電圧ｖｃの最小値を下げることができず、入力電流Ｉｉｎのゼロクロス付近に非通流期間が発生する。表１の欄Ｂには、キャリヤ周波数５．９［ｋＨｚ］（約キャリヤ周期１６９．５［μ秒］）における、回路定数の下限値が示される。このとき進相時間Ｔ１０はキャリヤ周期とほぼ同じである。

言い換えれば、進相時間ｔ１０がキャリヤ周期とほぼ同じとなるコンデンサＣ３の静電容量を、コンデンサＣ３の静電容量についての下限値とすることが望ましい。

図２１は欄Ｂに示す定数を採用した場合の電流波形を、抵抗Ｒ３の抵抗値別に示している。抵抗Ｒ３の抵抗値が２０［Ω］であるときの入力電流Ｉｉｎが図２１の上部に示され、抵抗値が２００［Ω］であるときの入力電流Ｉｉｎが図２１の下側に示されている。なお抵抗値が２０［Ω］であるときの減衰率は約０．２２であり、抵抗値が２００［Ω］であるときの減衰率は約０．０２である。抵抗Ｒ３の抵抗値が大きいほど入力電流Ｉｉｎの共振周波数成分は増大する。ただし、コンデンサＣ３の静電容量が更に小さくなるので進相時間ｔ１０は更に短くなり、共振周波数成分は図２０で示すそれに比して小さい。

３ ダイオード整流器
４ 充放電回路
４ａ バッファ回路
４ｂ 昇圧回路
４ｃ 電流阻止部
５ インバータ
Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
ｄｃ，ｄｌ，ｄｚ，ｄｒｅｃ デューティ
Ｌ３，Ｌ４ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 直流電源線
Ｓｃ，Ｓｌ トランジスタ（スイッチ）
Ｖｍ，Ｉｍ 振幅
Ｔ１ 授与期間
Ｔ２ 受納期間

Claims (8)

1. 第１電源線（ＬＨ）と；
   前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と；
   単相交流電源（１）が接続される入力側と、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側とを有して単相全波整流を行うダイオード整流器（２）と；
   前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられる第１コンデンサ（Ｃ３）と；
   前記第１コンデンサに対して前記ダイオード整流器とは反対側で、前記第１電源線及び前記第２電源線に設けられた充放電回路（４）と；
   前記第１電源線と前記第２電源線と間の電圧たる直流電圧（Ｖｄｃ）が入力されるインバータ（５）と
   を備え、
   前記充放電回路（４）は、
   前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられる第２コンデンサ（Ｃ４）と、前記第２コンデンサに対して、前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含むバッファ回路（４ａ）と；
   前記ダイオード整流器（２）からの整流電圧を昇圧して前記第２コンデンサを充電する昇圧回路（４ｂ）と；
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間で前記第１電源線又は前記第２電源線に設けられ、前記第２コンデンサから前記第１コンデンサへと電流が流れることを阻止する電流阻止部（４ｃ）と
   を有する、直接形電力変換装置。
2. 前記電流阻止部（４ｃ）はダイオード（Ｄ４３）である、請求項１に記載の直接形電力変換装置。
3. 前記昇圧回路（４ｂ）は、
   アノードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたカソードとを備える第２ダイオード（Ｄ４０）と；
   前記第１電源線（ＬＨ）と前記アノードとの間に接続されたリアクトル（Ｌ４）と；
   前記第２電源線（ＬＬ）と前記アノードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）と
   を備え、
   前記ダイオード（Ｄ４３）は、前記バッファ回路（４ａ）と前記昇圧回路（４ｂ）との間において、前記第１電源線（ＬＨ）上に設けられる、請求項２に記載の直接形電力変換装置。
4. 前記第１コンデンサ（Ｃ３）と前記ダイオード整流器（２）との間で前記第１電源線（ＬＨ）または前記第２電源線（ＬＬ）に設けられる第２リアクトル（Ｌ３）を更に備える、請求項１から３のいずれか一つに記載の直接形電力変換装置。
5. 前記ダイオード整流器（２）の前記入力側に設けられる第２リアクトル（Ｌ３）を更に備える、請求項１から３のいずれか一つに記載の直接形電力変換装置。
6. 前記第２リアクトル（Ｌ３）に並列に接続されるダンピング抵抗（Ｒ３）を更に備える、請求項４または５に記載の直接形電力変換装置。
7. 請求項４から６のいずれか一つに記載の直接形電力変換装置を制御する方法であって、
   前記第２リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）を検出し、
   前記ダイオード整流器（２）が導通する時比率たる整流デューティ（ｄｒｅｃ’）を生成し、
   前記整流デューティを、前記電圧が大きいほど低減するように補正して補正後整流デューティ（ｄｒｅｃ）を生成し、
   前記補正後整流デューティと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）が導通する時比率たる放電デューティ（ｄｃ）とに基づいて設定される時比率たる零デューティ（ｄｚ）を用いて、前記インバータ（５）の零相電流を制御する、直接形電力変換装置の制御方法。
8. 前記単相交流電源（１，２）が出力する交流波形を当該交流波形の位相角（ωｔ）の正弦値として把握したときの当該位相角（ωｔ）の二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値（cos（２ωｔ））が正となる第１期間（Ｔ１）のみにおいて、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ’）は補正される、請求項７に記載の直接形電力変換装置の制御方法。

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