JP5804167B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力バッファ回路を有する電力変換装置に関する。

単相交流電源から入力した単相交流電圧から直流電圧を得るためには、全波整流回路を用いることが一般的である。しかし全波整流回路の出力は、当該単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有する電力脈動が存在する。よってこの電力脈動を低減するために、全波整流回路の出力側と負荷との間に電力をバッファリングする電力バッファ回路が必要となる。電力のバッファリングには、例えば平滑コンデンサと称される容量性素子が必要となる。

非特許文献１には、平滑コンデンサに電流可逆チョッパを介してバッファコンデンサを接続し、脈動電力を吸収する技術が開示されている。かかる技術により、平滑コンデンサの静電容量を小さくし、さらに、バッファ側の電圧リプルを許容することで、平滑に必要な静電容量の総和が大幅に低減される。

非特許文献２では、非特許文献１の平滑コンデンサを削減するとともに、バッファコンデンサをスイッチング素子を介して直流リンクに接続する技術が開示されている。かかる技術により電圧源を生成し、電源電圧とともに高周波リンクを生成する直接変換回路が示されている。

非特許文献３ではさらに、入力波形を正弦波状にし、かつ効率を高める技術が示されている。

なお、本願に関する技術を開示する文献として、本願出願人が出願した特許文献１，２を挙げる。

特開２０１１−１９３６７８号公報 特開２０１２−１３５１８４号公報

入江、山下、竹本、「２象限チョッパと付加コンデンサを用いた単相整流回路のリプル補償」電気学会論文集Ｄ、Vol.112,No.7,pp.623-629（1992） 大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057（2010） 大沼、伊東、「単相三相変換器における昇圧チョッパ回路とアクティブバッファ回路の比較」、平成23年電気学会全国大会、4-042（2011） 芳賀、高橋、大石：「高入力力率を実現する単相-三相マトリクスコンバータの一制御法」電気学会論文集Ｄ、Vol.124,No.5,pp.510-516（2004）

非特許文献１で示された技術を用いた電力変換ではバッファコンデンサの電圧を一定に制御する必要がないため、直接変換形であるか間接変換形であるかを問わず、通常の平滑コンデンサと比較して、必要な静電容量を小さく設定することが可能である。

しかし、脈動電力の振幅は、電力の一定成分と同程度に大きい。よって、バッファコンデンサに要求される許容リプル電流値も高い。他方、装置の小型化やコストの制約からバッファコンデンサとして電解コンデンサを適用することが望ましい。したがって、バッファコンデンサであっても、それに電解コンデンサを採用することにより、許容リプル電流値を満足する観点で、実際に必要な静電容量よりも大きな、通常の平滑コンデンサ程度の静電容量を選択せざるを得なかった。

一方、非特許文献４では、能動的な電力バッファ回路を持たない単相三相直接変換回路が示されている。ここでは、入力電流と出力電力リプルの関係が示されている。そして入力波形を正弦波状にするために、出力電力に対して電源周波数の２倍の周波数を有する脈動電力を与える必要性が示されている。

例えば、１．５ｋＷクラスの家庭用の空気調和機では、負荷トルクの脈動に伴う速度リプルは、モータの慣性モーメントにより１０％程度に抑制されると期待される。それでも、電力容量の増加に伴って脈動トルクも増加するため、圧縮機支持系の応力も大きくなる。よって採用できる電力容量にも上限が存在することは明らかである。

そこで、本願では、能動的な電力バッファ回路を有する電力変換装置において、電力バッファ回路がバッファリングする電力を脈動電力よりも小さくし、以て電力バッファ回路の静電容量や電力容量を低減することを目的とする。これはまた、ひいては、負荷が脈動する場合の電力容量の範囲を拡大することに資する。

この発明にかかる電力変換装置は、第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）を含む直流リンク（７）と；単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力して前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と；前記直流リンクから電力を入力し、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を出力するインバータ（５）と；前記直流リンクから充電電力（Ｐｌ）を入力し、前記直流リンクへと放電電力（Ｐｃ）を出力する電力バッファ回路（４）とを備える。

そして当該電力変換装置の第１の態様では、少なくとも前記脈動電力が所定値を越えるときに、前記放電電力の前記充電電力に対する変動分（Ｐｃ−Ｐｌ）が、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）よりも小さい。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記インバータ（５）に入力する入力電力（Ｐｄｃ）は、前記直流リンク（７）から、前記脈動電力と前記放電電力との和から前記充電電力を引いた値（Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を採る。そして、少なくとも前記脈動電力が前記所定値を越えるときに、前記充電電力（Ｐｌ）は、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の定数（ｋ）倍（但し前記定数は正であって１／２よりも小さい）の値（ｋ・Ｐｉｎ）を採り、前記放電電力（Ｐｃ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）の前記定数倍の（−２）倍に前記充電電力を加えた値（２ｋ・Ｐｉｎ＾＋Ｐｌ）を採る。

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｍ・sin（ωｔ））を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１電源線（ＬＨ）を前記第２電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し；少なくとも前記脈動電力が前記所定値を越えるときに、前記脈動電力（Ｐｉｎ）を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）で除した電流（Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜）である第１電流に、１から前記定数を引いた値（１−ｋ）を乗じた電流（（１−ｋ）・Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜）を前記直流リンクに流す。前記電力バッファ回路（４）は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサに対して前記第１電源線側で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含む放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。前記電力バッファ回路（４）は、少なくとも前記脈動電力が前記所定値を越えるときに、前記第１電流の前記定数倍である充電電流（ｉl＝ｋ・Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜）を入力し；前記放電電力（Ｐｃ）を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した電流（Ｐｃ／Ｖｃ）である放電電流（ｉｃ）を出力する。

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、その第２の態様であって、前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１電源線（ＬＨ）を前記第２電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加する。前記電力バッファ回路（４）は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサに対して前記第１電源線側で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含む放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。前記コンバータが前記直流リンク（７）と導通するデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、所定電圧（Ｖｄｃ）と前記単相交流電圧の位相（ωｔ）の正弦値の二乗（sin^２（ωｔ））との積を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）で除した値（Ｖｄｃ／Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜）を採る。前記コンデンサが放電するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、前記所定電圧と前記位相の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（Ｖｄｃ／Ｖｃ・cos^２（ωｔ））を採る。

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、その第２の態様乃至第４の態様のいずれかであって、前記定数（ｋ）は前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に依存しない。

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、その第２の態様乃至第４の態様のいずれかであって、前記定数（ｋ）は前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の大きさと反比例する。

例えば第１の態様乃至第６の態様のいずれかにおいて、前記所定値が前記脈動電力の最大定格電力よりも小さく設定される。

あるいは例えば第１の態様乃至第７の態様のいずれかにおいて、前記脈動電力が所定値以下であるときに、前記放電電力の前記充電電力に対する変動分（Ｐｃ−Ｐｌ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）と等しい。

あるいは例えば第１の態様乃至第８の態様のいずれかにおいて、前記脈動電力が所定値を越えるときに、前記放電電力の前記充電電力に対する変動分（Ｐｃ−Ｐｌ）は、前記脈動電力に依存しない。

この発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、放電電力の充電電力に対する変動分が電力バッファ回路がバッファリングする電力であるところ、これが脈動電力の交流成分よりも小さい。よって電力バッファ回路の電力容量を従来よりも低減することができる。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、電力バッファ回路がバッファリングする電力は脈動電力の交流成分の定数倍の２倍となる。当該定数は１／２よりも小さいので、第１の態様バッファリングする電力は従来の電力バッファ回路と比較して小さくなり、当該第２の態様は第１の態様の実現に資する。

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、インバータが零相電流を流す期間を短くし、以て直流リンク電圧に引加された電圧を利用する期間を長くできる。

整流デューティと整流電圧との積と、放電デューティと両端電圧との積との和が、インバータが利用する直流電圧の平均値に相当する。この発明にかかる電力変換装置の第４の態様では、当該和は所定電圧と一致し、これが単相交流電圧の位相には依存せず、一定値にできる。

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、軽負荷域においてコンデンサのリプル電流を低減でき、電力変換装置の寿命を長くすることができる。

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、電力変換装置の負荷となる電動機のトルクが小さい場合、当該電動機の低回転数領域における振動が低減される。

本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。 本実施の形態にかかる直接形電力変換装置での電力収支を示すブロック図である。 直接形電力変換装置において入力電力と、コンデンサの静電容量と、リプル電流との関係を示すグラフである。 図１に示された回路の等価回路を示す回路図である。 本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。 本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。 仮想直流電圧を示すグラフである。 本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の仮想的な動作を示すグラフである。 本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。 本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。 直流電流を実現する制御を行うための構成を例示するブロック図である。 図１に示された直接形電力変換装置の変形を示す回路図である。

Ａ．直接形電力変換装置の構成．
図１は、本実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換装置は、コンバータ３と、電力バッファ回路４と、インバータ５と、直流リンク７とを備えている。

コンバータ３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを有する。

コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃに変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。

電力バッファ回路４は放電回路４ａ及び充電回路４ｂを有し、直流リンク７との間で電力を授受する。放電回路４ａはコンデンサＣ４を含み、充電回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

放電回路４ａはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。第１スイッチの導通によってコンデンサＣ４が放電して直流リンク７へと電力を授与する。

充電回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。具体的にはトランジスタＳｌの順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４０の順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向である。

コンデンサＣ４は、充電回路４ｂにより充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従って第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチについて、スイッチＳｃと称することがある。

また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従って第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｌのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳｌと称することがある。

インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは、それぞれ交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが出力され、これらは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。

Ｂ．制御方法．
(b-1)電力低減の基本的な考え方．
コンバータ３に入力する瞬時入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式（１）で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの波高値Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍ、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相ωｔの正弦値と波高値の積として把握した。

瞬時入力電力Ｐｉｎは、式（１）の右辺の第２項で示される交流成分（−１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ・cos（２ωｔ）を有する（以下、「交流成分Ｐｉｎ＾」とも称す。よって以下では瞬時入力電力Ｐｉｎを脈動電力Ｐｉｎと称することもある。

図１に示された電力変換装置は、下記のように把握することができる。

直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを含む：
コンバータ３は単相交流電圧Ｖｉｎを入力し、脈動電力Ｐｉｎを出力する：
電力バッファ回路４は、充電電力Ｐｌを直流リンク７から入力し、放電電力Ｐｃを直流リンク７へ出力する：
インバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと放電電力Ｐｃとの和から充電電力Ｐｌを引いた入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を入力し、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力する。

図２は図１に示された直接電力変換装置での電力の収支を模式的に示すブロック図である。バッファリングされる電力（以下、「バッファリング電力Ｐｂｕｆ」と称す）は放電電力Ｐｃから充電電力Ｐｌを差し引いた電力差（Ｐｃ−Ｐｌ）と等しい。またコンバータ３からインバータ５へと向かう電力ＰｒｅｃはＰｉｎ−Ｐｌに等しい。よってＰｄｃ＝Ｐｒｅｃ＋Ｐｃが成立する。

非特許文献２や特許文献１で示された従来の技術では、上述の交流成分Ｐｉｎ＾を打ち消すべく、充電電力Ｐｌと放電電力Ｐｃがいずれも交流成分Ｐｉｎ＾と同じ値を採り、かつ電源位相において相互に排他的な期間で電力バッファ回路４と直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で授受されていた。そのため、電力バッファ回路４がバッファリングすべき電力は交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値と等しく、これ以上の電力容量が電力バッファ回路４に要求されていた。

そこで、電力バッファ回路４の電力容量を低減するために、どのような技術を採用すればバッファリング電力Ｐｂｕｆを低減できるのかについて説明する。

もちろん、バッファリング電力Ｐｂｕｆを全く零にすることは、インバータ５に入力する電力が式（１）の右辺第２項で脈動することになって望ましくないし、そもそも電力バッファ回路４の電力容量の低減を図る必要もない。そこで、１／２未満の正の定数ｋを導入し、バッファリング電力Ｐｂｕｆを次式（２）で決定する。換言すれば、このようなバッファリング電力Ｐｂｕｆの実現は電力バッファ回路の電力容量の低減に資する。

つまり、電力バッファ回路４と直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で授受される電力の差が式（２）を満足すればよい。換言すれば、放電電力Ｐｃの充電電力Ｐｌに対する変動分となる電力（Ｐｃ−Ｐｌ）の絶対値が、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値よりも小さければ、電力バッファ回路４の電力容量を従来よりも低減することができる。

このように定数ｋを１／２未満とすることにより、バッファリング電力Ｐｂｕｆは、非特許文献２，３で示される技術よりも小さく選定できる。これは電力バッファ回路４について下記の利点を招来する。

(b-2）放電回路４ａについての利点の説明．
この節では、バッファリング電力Ｐｂｕｆを低減することで、コンデンサＣ４に電解コンデンサを採用することができ、放電回路４ａが安価に実現されることを説明する。

図３は、入力電力（瞬時入力電力Ｐｉｎの平均値：横軸）を入力して処理する直接形電力変換装置において採用もしくは要求されるコンデンサの静電容量（単に「コンデンサ容量」とも称す）（左縦軸）と、リプル電流及びコンデンサにおけるリプル電流の許容値（右縦軸）との関係を示すグラフである。

記号Ｈ１，Ｈ２は、いずれも単相の力率改善回路を採用した場合に使用されているコンデンサ容量を示している。記号Ｈ１，Ｈ２は、それぞれ空調能力が６ｋＷ及び１１．２ｋＷの空気調和機を採用した場合のデータである。ここでいう力率改善回路は、電力バッファ回路４からスイッチＳｃを短絡除去し、かつリアクトルＬ４とコンバータ３との接続点をインバータ５と直接に接続させない構成として把握することができる。当該構成においては、ダイオードＤ４０とリアクトルＬ４の直列接続が、直流電源線ＬＨにおいてコンバータ３とインバータ５の間に介在することになり、またコンデンサＣ４が直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で、インバータ５に対して並列に接続されることになる。

さて、ｋ＝１／２の場合には、Ｐｄｃ＝Ｐｉｎ−Ｐｉｎ＾であることに鑑みれば、コンデンサＣ４に必要な静電容量Ｃは、非特許文献３から次式（３）で求められる。但し、両端電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘ及び最小値Ｖｃｍｉｎを導入した。

グラフＧ１はｋ＝１／２の場合（つまりバッファリング電力Ｐｂｕｆが交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値と等しい場合）に必要なコンデンサ容量を計算した値をプロットしている。但し、最大値Ｖｃｍａｘ＝４００＋５０＝４５０（Ｖ）、最小値Ｖｃｍｉｎ＝４００−５０＝３５０（Ｖ）とした。また、グラフＧ１における黒丸は、記号Ｈ１，Ｈ２で示された場合と入力電力が同じ場合を示している。但し、記号Ｈ１，Ｈ２は実際に使用されているコンデンサ容量をプロットしており、これを式（３）から逆算すると、両端電圧Ｖｃの変動は±５％程度となる。

記号Ｈ１，Ｈ２とグラフＧ１における黒丸とを比較して判るように、ｋ＝１／２では通常の力率改善回路と比較して、コンデンサ容量が１／３〜１／４程度にまで低減される。

しかしながら、ｋ＝１／２の場合には、グラフＧ２で示されるリプル電流がコンデンサＣ４に流れる。他方、グラフＧ１で求められたコンデンサ容量を電解コンデンサで得た場合に許容されるリプル電流を、グラフＧ３で示す（例えばニチコン株式会社製電解コンデンサ、ＧＷシリーズ（１０５℃仕様）で４５℃における値）。グラフＧ２，Ｇ３の比較により、ｋ＝１／２の場合をコンデンサＣ４に電解コンデンサを用いて実現することは、リプル電流が許容されるかという観点では、不可能であることがわかる。

しかし、定数ｋを１／２未満とすることにより、コンデンサＣ４に流れるリプル電流は、ｋ＝１／２の場合と比較して低減させることができる。これは、定数ｋを、所望のコンデンサ容量に対応して設定することによって、コンデンサＣ４を電解コンデンサで実現できることとなり、電力バッファ回路４を安価に実現することに資する。

(b-3）充電回路４ｂについての利点の説明．
この節では、バッファリング電力Ｐｂｕｆを低減することで、充電回路４ｂが安価に実現されることを説明する。

通常の力率改善回路においては、瞬時入力電力Ｐｉｎの全てが通過する。他方、電力バッファ回路４を用いると、充電回路４ｂを通過する電力は充電電力Ｐｌであって、式（２）で表されるバッファリング電力Ｐｂｕｆのうち、これが正となる場合に相当する（図２参照）。

よってバッファリング電力Ｐｂｕｆが小さいほど、充電回路４ｂに必要とされる電力容量は小さくなる。また、バッファリング電力Ｐｂｕｆを低減することにより、リアクトルＬ４に流れる電流ｉｌ（これは充電回路４ｂに入力する充電電流として把握できる）についても低減されるので、リアクトルＬ４に要求される電力容量も低減される。

(b-4)充電電力Ｐｌと放電電力Ｐｃの具体的な例．
さて、本節以降では、上述の充電電力Ｐｌ及び放電電力Ｐｃの一例として、これらをそれぞれ式（４）（５）で定める。

つまり、充電電力Ｐｌは脈動電力Ｐｉｎの定数ｋ倍の電力であり、放電電力Ｐｃは交流成分Ｐｉｎ＾の（−２）倍の定数ｋ倍に充電電力Ｐｌを加えた電力である。

充電電力Ｐｌは、脈動電力Ｐｉｎから直流リンク７を介して電力バッファ回路４に定数ｋを分配率として分配された電力ｋ・Ｐｉｎであると把握することができる。よって以下では定数ｋをバッファ分配率ｋとも称す。

式（４）、（５）と、Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ−Ｐｌであることから、式（２）が満足されることは明白である。

このような充電電力Ｐｌ及び放電電力Ｐｃは、これらが電源位相において排他的な期間でそれぞれ電力バッファ回路４と直流リンク７との間で授受される特許文献１、非特許文献２とは異なり、電源位相において排他的な期間は設定されない。

ただし、Ｐｃ＞Ｐｌ（すなわちＰｂｕｆ＞０）となる期間（以下「放電主体期間」とも称す）では充電よりも放電が主体であって、Ｐｃ＜Ｐｌ（すなわちＰｂｕｆ＜０）となる期間（以下「充電主体期間」とも称す）では放電よりも充電が主体である。式（４），（５）から理解されるように、（ｎ＋１／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋３／４）πの期間が充電主体期間であり、（ｎ＋３／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋５／４）πの期間が放電主体期間である（ｎは整数：以下同様）。

このように充電電力Ｐｌおよび放電電力Ｐｃを定めることにより、充電回路４ｂに要求される電力容量を、前節の説明よりも定量的に説明することができる。

従来の力率改善回路に入力、すなわちリアクトルに入力する電力の、電源周波数の一周期当たりの平均値は、式（１）に鑑みて式（６）で求められる。

他方、電力バッファ回路４を用いると、これには充電電力Ｐｌが入力する。よって式（４）に鑑みれば、電力バッファ回路４に入力、すなわち充電回路４ｂに入力する電力の電源周波数の一周期当たりの平均値は、式（７）で求められる。

式（６），（７）を比較して判るように、力率改善回路と比較して、充電回路４ｂに要求される電力容量はｋ倍となる。バッファ分配率ｋを１／２未満に設定することにより、充電回路４ｂに要求される電力容量は、力率改善回路のそれと比較して１／２倍よりも小さくなる。

(b-5)定数ｋに依存した電流の分配．
本節では、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃのうち、コンバータ３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１を、バッファ分配率ｋに依存して設定する技術を説明する。

さて、コンバータ３の出力側には、式（８）で示される整流電圧Ｖｒｅｃが印加される。

また、Ｐｒｅｃ＝Ｐｉｎ−Ｐｌであるので、下式（９）が成立する。

よって電流ｉｒｅｃ１は下式（１０）で表される。

式（１）においては、入力電流ＩｉｎがＩｍ・sin（ωｔ）で表される、即ち正弦波状の波形を呈することを前提としているので、電流ｉｌは下式（１１）を満足する。図２から分かるように、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃは、電流ｉｒｅｃ１と電流ｉｌとの和と等しいからである。

よって電流ｉｌのピーク値はｋ・Ｉｍとなる。よって、従来の力率改善回路に入力する電流のピーク値がＩｍであることに鑑みれば、リアクトルＬ４に要求される電力容量が従来よりも低減されることが判る。

コンデンサＣ４からインバータ５に流れる放電電流ｉｃを導入すると、電力バッファ回路４から出力される放電電力Ｐｃは積Ｖｃ・ｉｃで表される。よって放電電力Ｐｃが式（５）を満足するためには、放電電流ｉｃは下式（１２）を満足すればよい。

図１に示された回路の等価回路として図４を示す。当該等価回路は、例えば特許文献１で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。また図４では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが付記されている。

このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式が成立する。

電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。

また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。

よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。またデューティｄｒｅｃはコンバータ３が直流リンク７と接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、これ以降では整流デューティｄｒｅｃと称することがある。またデューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、これ以降では放電デューティｄｃと称することがある。またデューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、これ以降では零デューティｄｚと称することがある。

式（１０），（１２），（１３）から、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ次式（１５），（１６）で設定される。

つまり電力収支の要請から式（１０），（１２），（１５），（１６）が採用され、更に入力電流Ｉｉｎを正弦波状にして、上記の諸式の前提となる式（１）を満足させる要請から式（１１）が採用される。

なお、コンバータ３がダイオードブリッジを採用する場合、コンバータ３が能動的に式（１５）で示される整流デューティｄｒｅｃでスイッチングすることはできない。よって式（１４），（１５），（１６）で決定される零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、式（１０）で示される電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。

インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンク７における直流電圧を利用することができない。よって、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧のうち、インバータ５が電力変換可能な期間における仮想的な直流電圧（以下「仮想直流電圧」と称す）Ｖｄｃを下記のように考えることができる。

これはインバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，Ｓｌやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流リンク７に印加される電圧と把握することもできる。図４では仮想直流電圧Ｖｄｃは、インバータ５及びその負荷を表す電流源Ｉｄｃ（これは直流電流Ｉｄｃを流す）の両端に生じる電圧として把握される。

以下、波高値Ｖｍに対する仮想直流電圧Ｖｄｃの比Ｒ（＝Ｖｄｃ／Ｖｍ）を電圧利用率と称す。式（１３），（１４），（１６）から、零デューティｄｚを小さくするほどインバータ５が零相電流を流す期間を短くし、以て直流リンク電圧に引加された電圧を利用する期間を長くできることが判る。これは電圧利用率Ｒを高めることにもなる。

ところで、直流リンク７からインバータ５に入力する入力電力Ｐｄｃは仮想直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積となる。そしてインバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと放電電力Ｐｃとの和から充電電力Ｐｌを引いた入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を得るのであるから、下式（１８）が成立する。

但し、ここまでの設定では、仮想直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃのいずれについても制限していない。つまりバッファ分配率ｋを定めてしまえば、仮想直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃをどのように設定しても、これらが式（１８）を満足する限り、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを設定することができる。

そこで、更に新たな効果として電圧利用率Ｒを高めるために、必要な条件を説明する。上述のように零デューティｄｚを小さくするほど電圧利用率Ｒを高めることができ、また零デューティｄｚの下限は零である。よってバッファ分配率ｋ毎に仮想直流電圧Ｖｄｃを最大とするときのデューティｄｒｅｃ，ｄｃは、零デューティｄｚが零のときに得られる。

零デューティｄｚが零であれば、式（１４），（１５），（１６）から、式（１９）が得られる。

ここで電力バッファ回路４における充放電によっても両端電圧Ｖｃはほぼ一定と見ることができる（例えば上述のように変動は５％程度）。よって式（１９）から、バッファ分配率ｋ毎に仮想直流電圧Ｖｄｃを最大とするときの直流電流Ｉｄｃが決定される。これにより、式（１５），（１６）から、バッファ分配率ｋ毎に仮想直流電圧Ｖｄｃを最大とするときのデューティｄｒｅｃ，ｄｃが決定される。なお、このときの仮想直流電圧Ｖｄｃは式（１８），（１９）で決定される。

このようにして仮想直流電圧Ｖｄｃを最大としたときの直流電流Ｉｄｃは、式（１８）に鑑みて、その最小値を採ることになる。これは、インバータ５に採用されるスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎの電力定格を低減する観点で望ましい。

図５及び図６は、図１に示された直接形電力変換装置の動作を示すグラフであり、式（１４）〜（１９）を満足するデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚ（＝０）を設定した場合の動作を示している。但し、図５においてはｋ＝１／６、図６においてはｋ＝１／２に設定した。

図５及び図６のそれぞれにおいて、第１段目にはデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、第２段目には仮想直流電圧Ｖｄｃならびにその第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ及び第２成分ｄｃ・Ｖｃと直流電流Ｉｄｃを、第３段目にはコンバータ３から出力される電流ｉｒｅｃ（これは入力電流Ｉｉｎの絶対値に等しい）と電流ｉｒｅｃ１，ｉｌ，ｉｃを、第４段目には電力Ｐｉｎ，Ｐｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｒｅｃを、それぞれ示す。いずれのグラフも横軸には「度」を単位とする位相ωｔを採用している。

但し、仮想直流電圧Ｖｄｃの第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃは式（１７）の第１項に現れる電圧であり、仮想直流電圧Ｖｄｃに対するコンバータ３の寄与分を示す。また仮想直流電圧Ｖｄｃの第２成分ｄｃ・Ｖｃは式（１７）の第２項に現れる電圧であり、仮想直流電圧Ｖｄｃに対するコンデンサＣ４の寄与分を示す。また便宜上、Ｖｍ＝１，Ｉｍ＝√２，Ｖｃ＝１．５Ｖｍ＝１．５として計算している。

図６ではｋ＝１／２に設定しているので、脈動電力の脈動分（式（１）の最右辺第２項）が電力バッファ回路４で全てキャンセルされる。よってインバータ５に入力する入力電力Ｐｄｃは一定に維持される。このとき、式（１０），（１１）からｉｒｅｃ１＝ｉｌが成立している。

図７はｋ＝１／２，１／４、１／６かつｄｚ＝０の場合における仮想直流電圧Ｖｄｃを示すグラフである。つまり、式（１８），（１９）で決定される仮想直流電圧Ｖｄｃが示されている。

式（１５）から理解されるように、ωｔ＝ｎπのときにｄｒｅｃ＝０となるので、ｄｚ＝０に設定することによってｄｃ＝１となる。そのため、図７では位相ωｔが０，１８０，３６０度のときにＶｄｃ＝Ｖｃ（＝１．５）が成立している。また、式（１６）から理解されるように、ωｔ＝（２ｎ−１）π／２のときにｄｃ＝０となるので、ｄｚ＝０に設定することによってｄｒｅｃ＝１となる。そのため、図７では位相ωｔが９０，２７０度のときにＶｄｃ＝Ｖｍ（＝１）が成立している。

これらのグラフからわかるように、非特許文献２や特許文献１で紹介された電圧利用率（１／√２）よりも大きな電圧利用率Ｒを得ることができる。

なお、ｄｚ＝０に設定しない場合には、仮想直流電圧Ｖｄｃを一定値にすることも可能である。以下、その具体的な例と、一定となるときの仮想直流電圧Ｖｄｃの上限について説明する。

図７から容易に理解されるように、バッファ分配率ｋが大きいほど仮想直流電圧Ｖｄｃを高くできるので、ｋ＝１／２の場合を想定する。このとき、位相ωｔの全区間で仮想直流電圧Ｖｄｃはほぼ波高値Ｖｍ以上を採るが、位相ωｔが３０〜１５０度、２１０〜３３０度において波高値Ｖｍ以下となる。よってｋ＝１／２かつｄｚ＝０としてすら、仮想直流電圧Ｖｄｃを波高値Ｖｍ以上の一定値とすることはできない。

図８は仮想的にｄｚ＜０となることを許して、ｋ＝１／２の場合に、式（１５），（１６）を満足しつつＶｄｃ＝Ｖｍとした場合の直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。ここでも図５〜７と同様に、Ｖｍ＝１，Ｉｍ＝√２，Ｖｃ＝１．５Ｖｍ＝１．５として計算している。図７と対応して、位相ωｔが３０〜１５０度、２１０〜３３０度においてｄｚ＜０となっていることが判る。

そこでｄｚ＝０として、仮想直流電圧Ｖｄｃが一定となる最大値を以下のようにして求める。上述のように、ｋ＝１／２のときに最も仮想直流電圧Ｖｄｃが大きくなるので、このときｄｒｅｃ＋ｄｃ＝１となるための条件を検討する。式（１９）においてｋ＝１／２を代入して式（２０）が成立する。但しｘ＝｜sin（ωｔ）｜を導入した。

Ｐｄｃ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃであり、ｋ＝１／２であるからＰｄｃ＝Ｖｍ・Ｉｍ／２が成立するので、式（２１）が得られる。

仮想直流電圧Ｖｄｃの最大値を与える位相ωｔは式（２１）の右辺の分母の最小値を与える。よって当該分母の微分を示す式（２２）の値が零となるときの位相ωｔを求めればよい。

このときｘ＝Ｖｃ／（２・Ｖｍ）となる。例えば上述の例で言えば、Ｖｃ＝１．５Ｖｍであるので、一定となる仮想直流電圧Ｖｄｃの最大値は約０．９６Ｖｍであることがわかる。

図９はＶｃ＝１．５Ｖｍ＝１．５，Ｖｄｃ＝０．９６Ｖｍ＝０．９６（Ｖｍ＝１）とした場合の直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。位相ωｔの全区間においてｄｚ≧０となっていることが判る。

このようにバッファ分配率ｋを１／２に固定すると、各デューティを式（１４），（１５），（１６）に従って固定し、仮想直流電圧Ｖｄｃを一定にすることができる。しかも零デューティｄｚを小さくすることにより、かかる技術では式（２１）においてｘ＝Ｖｃ／（２・Ｖｍ）として、電圧利用率Ｒをα／（１＋α・α／４）（但しα＝Ｖｃ／Ｖｍ）にできることがわかる。

当該電圧利用率Ｒ＝α／（１＋α・α／４）が非特許文献２や特許文献１で紹介された電圧利用率（１／√２）よりも大きいために比αが満足すべき条件は２√２−２＜α＜２√２＋２である。両端電圧Ｖｃは波高値Ｖｍよりも高く充電され、比αは１より大である。そして仮想直流電圧Ｖｄｃを一定にするためにはｘ＝｜sin（ωｔ）｜＝α／２からα≦２となる。よって、当該条件は満足され、非特許文献２や特許文献１で紹介された電圧利用率（１／√２）よりも大きな電圧利用率Ｒを得ることができる。

また電圧利用率Ｒを比αで微分した値が零となるとき、つまりα＝２の時に最大値１を採ることが判る。つまり両端電圧Ｖｃを波高値Ｖｍの二倍に設定することにより、電圧利用率Ｒとして最大値１を得ることができる。

(b-6)定数ｋに依存しないデューティの設定．
本節では、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、バッファ分配率ｋに依存せずに設定する技術を説明する。本節ではデューティｄｒｅｃ，ｄｃを、それぞれ式（２３），（２４）で設定する。零デューティｄｚは式（２３），（２４），（１４）から定まる。

整流デューティｄｒｅｃは例えば、位相ωｔの正弦値の二乗と仮想直流電圧Ｖｄｃとの積を整流電圧Ｖｒｅｃで除した値と表現できる。放電デューティｄｃは例えば、位相ωｔの余弦値の二乗と仮想直流電圧Ｖｄｃとの積を両端電圧Ｖｃで除した値と表現できる。

このように設定された整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとが式（１７）を満足することは式（２５）から明らかである。

よって整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとをバッファ分配率ｋと無関係の値に設定しつつ、仮想直流電圧Ｖｄｃを任意に、例えば位相ωｔと無関係の一定値に設定することができる。

なお、Ｐｄｃ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌの関係があるので、このような設定においても直流電流Ｉｄｃは、式（１８）で表される。

また入力電流ＩｉｎがＩｍ・sin（ωｔ）で表される、即ち正弦波状の波形を呈することを前提としているので、電流ｉｌは直流電流Ｉｄｃに依存して下式（２６）を満足する。

さて、上記の説明により、整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとをバッファ分配率ｋと無関係の値に設定し、仮想直流電圧Ｖｄｃを一定にできることが示された。但し、一定となる仮想直流電圧Ｖｄｃには上限がある。前節と同様に、ｄｒｅｃ＋ｄｃ＝１を考慮し、ｘ＝｜sin（ωｔ）｜を導入すると、式（２３），（２４）から式（２７）が成立する。

よって式（２８）が得られ、これは式（２１）と同じとなる。例えば上述の例で言えば、Ｖｃ＝１．５Ｖｍであるので、一定となる仮想直流電圧Ｖｄｃの最大値は約０．９６Ｖｍであることがわかる。

よってｋ＝１／２の場合に得られる直接形電力変換装置の動作を示すグラフは、前節で説明された図９のグラフと一致する。例えば式（１８）においてｋ＝１／２とおいて式（２６）は式（１１）と一致する。

しかし、本節ではデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、バッファ分配率ｋに依存せずに設定するので、式（２８）を満足しつつ、バッファ分配率ｋを小さくし、仮想直流電圧Ｖｄｃを一定に制御することができる。

図１０はＶｃ＝１．５Ｖｍ＝１．５，Ｖｄｃ＝０．９６Ｖｍ＝０．９６（Ｖｍ＝１）とした場合の直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。位相ωｔの全区間においてｄｚ≧０となっていることが判る。ここではｋ＝１／６とし、これは１／２とは異なるので、前節の技術とは異なり式（１０），（１１）は成立しない。具体的には電流ｉｒｅｃ１は式（１３），（１８），（２３）を参照して式（２９）で示される。

(b-7)直流電流Ｉｄｃの設定．
上記の(b-5)，(b-6)のいずれの技術を採用する場合であっても、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚの設定のみならず、直流電流Ｉｄｃを式（１８）に基づいて設定する必要がある。そこで、当節では直流電流Ｉｄｃに採用される式（１８）を実現するための一例を挙げる。

通常の交流負荷の動作について、良く知られたｄｑ軸の制御を行う場合を例に採る。ｄｑ軸上の電力式は一般に式（３０）で示される。記号Ｖ＊，Ｉはそれぞれ交流負荷に印加される電圧の指令値と、交流負荷に流れる電流とを示す。これらはいずれも交流であるので、これらは複素数として表されることを示すドットが記号Ｖ＊，Ｉのそれぞれに載っている。但し、ｑ軸電圧はその指令値Ｖｑ＊に、ｄ軸電圧はその指令値Ｖｄ＊に、それぞれ理想的に追従するとしている。

直流電源線ＬＨ，ＬＬからインバータ５に供給される電力には無効電力が存在しないので、当該電力は式（３０）の第２項を無視して、式（３１）で表される。

他方、Ｐｄｃ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃであるので、式（１８）から式（３２）が成立する。

よって式（３１）の交流成分と、式（３２）の最右辺第２項とを一致させる制御を行うことにより、式（１８）を実現する制御を行うことができる。上記の制御を行うための構成の一例を、ブロック図として図１１に示す。当該構成は、例えば図１において制御部１０として示された構成において設けられる。

図１１の構成において、公知の技術を示す部分について簡単に説明する。電流位相指令値β＊を入力することによって、三角関数値cosβ＊，−sinβ＊を求め、これらと電流指令値Ｉａ＊とからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。誘導性負荷６が回転機であるとして、その回転角速度ωｍと、当該回転機の界磁磁束Φａと、当該回転機のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑと、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求める。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊からインバータ５を制御するための電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

例えば図１に示された構成では速度検出部９が、誘導性負荷６に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、これらから回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを制御部１０に与える。

なお、制御部１０では、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、図示しない演算処理（例えば特許文献１を参照）によって、インバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作をそれぞれ制御する信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ（図１参照）が得られる。

また、制御部１０では、スイッチＳｃ，Ｓｌの動作をそれぞれ制御する信号ＳＳｃ，ＳＳｌも生成されるが、これらはデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚ，ｄｌに基づいて生成される（例えば特許文献１参照）。

さて、式（３１）の交流成分と、式（３２）の最右辺第２項とを一致させる制御を行うための処理部７１について以下に説明する。処理部７１は、直流電力計算部７１１と、脈動成分抽出部７１２と、脈動成分計算部７１３と、減算器７１４と、加算器７１５と、ＰＩ処理部７１６を備えている。

直流電力計算部７１１は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとを入力し、上記の式（３１）に基づいて入力電力Ｐｄｃを計算し、これを脈動成分抽出部７１２に与える。

脈動成分抽出部７１２は、式（３１）の交流成分を抽出して出力する。脈動成分抽出部７１２は例えばハイパス（高域透過）フィルタＨＰＦで実現される。

脈動成分計算部７１３は波高値Ｖｍ，Ｉｍと、電源角速度ωと、バッファ分配率ｋとを入力し、式（３２）の最右辺第２項を求める。波高値Ｖｍ，Ｉｍと電源角速度ωとは、単相交流電源１から得られる情報として脈動成分計算部７１３に入力することができる（図１参照）。

上述のように、所望の処理は、式（３１）の交流成分と、式（３２）の最右辺第２項とを一致させるのであるから、脈動成分抽出部７１２の出力と、脈動成分計算部７１３の出力との差を小さくするように制御を行えばよい。よって減算器７１４によって当該差を求め、当該差にＰＩ処理部７１６による積分比例制御を施した値を加算器７１５に出力する。

加算器７１５は、通常の処理における電流指令値Ｉａ＊をＰＩ処理部７１６の出力で補正する処理を行う。具体的には、まず、電流指令値Ｉａ＊を求める通常の処理として、減算器７０１によって回転角速度ωｍと、その指令値ωｍ＊との偏差を求める。当該偏差はＰＩ処理部７０２において積分比例制御を受け、電流指令値Ｉａ＊を一旦求める。そして加算器７１５が、電流指令値Ｉａ＊を、ＰＩ処理部７１６からの出力で増加させる処理を行う。

このようにして処理部７１で補正された電流指令値Ｉａ＊に対して、上述の公知の技術を適用し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。このような制御はｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとについてのフィードバックを施した制御であって、減算器７１４が出力する差を０に収束させるものである。つまり、このような制御によって、式（３１）の交流成分と式（３２）の最右辺第２項とを一致させることができる。

Ｃ．変形．
(ｃ-1)バッファ分配率ｋの選定．
バッファ分配率ｋは負荷の大小によらずに設定できる。このような設定は軽負荷域においてコンデンサＣ４のリプル電流を低減でき、電力変換装置の寿命を長くすることができるという観点で望ましい。

他方、負荷が大きいほどバッファ分配率ｋを小さく設定しても良い。例えば図１１に示された構成において、加算器７１５から得られた電流指令値Ｉａ＊に反比例したバッファ分配率ｋを設定できるし、あるいはｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの平方の和の逆数に比例してバッファ分配率ｋを設定してもよい。そのようなバッファ分配率ｋの設定は、周知の技術を用いて実現することができる。

この場合、誘導性負荷６に流れる電流に反比例してバッファ分配率ｋが大きくなる動作を直接形電力変換装置が行うことになる。このような動作は例えば下記の状況で望ましい。つまり、電力変換装置の負荷として、例えば圧縮機を駆動する電動機の様に、慣性が大きいものを採用する場合がある。慣性が大きければトルク変動による電動機、ひいては圧縮機の振動が抑制される。しかし低速域ではトルク変動に対する慣性の効果が小さくなる。よって負荷たる電動機の低速域という、インバータに流れる電流が小さい領域において、バッファ分配率ｋを大きくし、もって電動機のトルク変動を抑制することができる。

あるいは負荷が所定の閾値以下のときにはバッファ分配率ｋを１／２としてもよい。バッファ分配率ｋが１／２であることは、バッファリング電力Ｐｂｕｆ（これは変動分たる電力Ｐｃ−Ｐｌに対応する：(b-1)参照）が脈動電力の交流成分Ｐｉｎ＾と等しいことを意味する。当該所定値を０に設定することもできる。この場合、脈動電力Ｐｉｎが０であれば、電力Ｐｃ−Ｐｌも０となる。この場合、脈動電力Ｐｉｎが正であれば電力Ｐｃ−Ｐｌが脈動電力Ｐｉｎよりも小さく制御される。

この閾値を、脈動電力Ｐｉｎの最大定格電力Ｐｉｎ（ｍａｘ）よりも小さい所定値に対応した値に設定することにより、脈動電力Ｐｉｎがその最大定格電力Ｐｉｎ（ｍａｘ）を採るときにも電力のバッファリングを行うことができる。

例えば負荷が閾値を越えるとき（脈動電力Ｐｉｎが当該閾値に対応する所定値を越えるとき）には、脈動電力Ｐｉｎに依存せずにバッファリング電力Ｐｂｕｆを一定値にしてもよい。

(ｃ-2)回路構成の変形．
上記で示されたいずれの技術を採用する場合であっても、フィルタ２をコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けることもできる。

図１２は当該変形として、フィルタ２をコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けた場合の、それらの近傍のみを示す回路図である。

このような構成を採用する場合、直流電源線ＬＨにおいて、フィルタ２と放電回路４ａとの間に、ダイオードＤ０を設けることが望ましい。ダイオードＤ０のアノードはフィルタ２側に、カソードは放電回路４ａ側に、それぞれ配置される。

コンデンサＣ２の両端電圧が、スイッチＳｃのスイッチングによってコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃの影響を受けることを、ダイオードＤ０によって防止できる。

ＬＬ，ＬＨ 直流電源線
１ 単相交流電源
３ コンバータ
４ 電力バッファ回路
４ａ 放電回路
４ｂ 充電回路
５ インバータ
Ｓｃ，Ｓｌ スイッチ
Ｃ４ コンデンサ
Ｌ４ リアクトル

Claims (9)

1. 第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）を含む直流リンク（７）と；
   単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力して前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と；
   前記直流リンクから電力を入力し、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を出力するインバータ（５）と；
   前記直流リンクから充電電力（Ｐｌ）を入力し、前記直流リンクへと放電電力（Ｐｃ）を出力する電力バッファ回路（４）と
   を備え、
   少なくとも前記脈動電力が所定値を越えるときに、前記放電電力の前記充電電力に対する変動分（Ｐｃ−Ｐｌ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）よりも小さい、電力変換装置。
2. 前記インバータ（５）に入力する入力電力（Ｐｄｃ）は、前記直流リンク（７）から、前記脈動電力と前記放電電力との和から前記充電電力を引いた値（Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を採り、
   少なくとも前記脈動電力が前記所定値を越えるときに、
   前記充電電力（Ｐｌ）は、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の定数（ｋ）倍（但し前記定数は正であって１／２よりも小さい）の値（ｋ・Ｐｉｎ）を採り、前記放電電力（Ｐｃ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）の前記定数倍の（−２）倍に前記充電電力を加えた値（２ｋ・Ｐｉｎ＾＋Ｐｌ）を採る、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記コンバータ（３）は、
   前記単相交流電圧（Ｖｍ・sin（ωｔ））を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１電源線（ＬＨ）を前記第２電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し；
   少なくとも前記脈動電力が前記所定値を越えるときに、前記脈動電力（Ｐｉｎ）を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）で除した電流（Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜）である第１電流に、１から前記定数を引いた値（１−ｋ）を乗じた電流（（１−ｋ）・Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜）を前記直流リンクに流し、
   前記電力バッファ回路（４）は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサに対して前記第１電源線側で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含む放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記電力バッファ回路（４）は、少なくとも前記脈動電力が前記所定値を越えるときに、前記第１電流の前記定数倍である充電電流（ｉl＝ｋ・Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜）を入力し；前記放電電力（Ｐｃ）を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した電流（Ｐｃ／Ｖｃ）である放電電流（ｉｃ）を出力する、請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１電源線（ＬＨ）を前記第２電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し、
   前記電力バッファ回路（４）は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサに対して前記第１電源線側で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含む放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記コンバータが前記直流リンク（７）と導通するデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、所定電圧（Ｖｄｃ）と前記単相交流電圧の位相（ωｔ）の正弦値の二乗（sin^２（ωｔ））との積を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）で除した値（Ｖｄｃ／Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜）を採り、
   前記コンデンサが放電するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、前記所定電圧と前記位相の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（Ｖｄｃ／Ｖｃ・cos^２（ωｔ））を採る、請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記定数（ｋ）は前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に依存しない、請求項２乃至請求項４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
6. 前記定数（ｋ）は前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の大きさと反比例する、請求項２乃至請求項４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記所定値は前記脈動電力の最大定格電力よりも小さく設定される、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
8. 前記脈動電力が所定値以下であるときに、前記放電電力の前記充電電力に対する変動分（Ｐｃ−Ｐｌ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）と等しい、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の電力変換装置。
9. 前記脈動電力が所定値を越えるときに、前記放電電力の前記充電電力に対する変動分（Ｐｃ−Ｐｌ）は、前記脈動電力に依存しない、請求項１乃至請求項８のいずれか一つに記載の電力変換装置。

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