JP6065262B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、交流電源電圧の瞬時低下補償機能を有する電源装置に関し、詳しくは、装置を高効率化、小形化するための技術に関するものである。
図３は、交流電源電圧の瞬時低下補償機能を有する電源装置の第１の従来技術を示している。
図３において、１は交流電源であり、その両端にはダイオード２〜５からなる整流回路が接続されている。ダイオード４，５の直列回路の両端には、リアクトル６とＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子７とが直列に接続され、スイッチング素子７の両端には、ダイオード８と平滑コンデンサ９とが直列に接続されている。
図３において、１は交流電源であり、その両端にはダイオード２〜５からなる整流回路が接続されている。ダイオード４，５の直列回路の両端には、リアクトル６とＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子７とが直列に接続され、スイッチング素子７の両端には、ダイオード８と平滑コンデンサ９とが直列に接続されている。
平滑コンデンサ９の両端には、半導体スイッチング素子１０〜１３からなるインバータＩＮＶの直流入力端子が接続され、インバータＩＮＶの交流出力端子には、変圧器１４の一次巻線１４ａが接続されている。
変圧器１４の二次巻線１４ｂの両端には、ダイオード１５〜１８からなる整流回路が接続されている。ダイオード１７，１８の直列回路の両端には、リアクトル１９とコンデンサ２０とが直列に接続され、コンデンサ２０の両端には、負荷２１が接続されている。
変圧器１４の二次巻線１４ｂの両端には、ダイオード１５〜１８からなる整流回路が接続されている。ダイオード１７，１８の直列回路の両端には、リアクトル１９とコンデンサ２０とが直列に接続され、コンデンサ２０の両端には、負荷２１が接続されている。
上述した電源装置に求められる機能は、以下の通りである。
・交流入力電圧を、所望の大きさの直流電圧に変換し、かつ、入力電圧や負荷電流の変動に関わらず出力電圧を一定に保つ。
・交流入力部と直流出力部とを絶縁する。
・交流入力電流を、力率がほぼ１の正弦波とする。
更に、負荷２１が情報・通信機器のように信頼性を要求されるものである場合には、交流電源１の数[ｍｓ]〜数サイクル程度の期間の電圧低下、いわゆる瞬時電圧低下（以下、瞬低という）が発生した際にも一定の出力電圧を確保できる機能（以下、この機能を瞬低補償機能という）を有することが要求される。
・交流入力電圧を、所望の大きさの直流電圧に変換し、かつ、入力電圧や負荷電流の変動に関わらず出力電圧を一定に保つ。
・交流入力部と直流出力部とを絶縁する。
・交流入力電流を、力率がほぼ１の正弦波とする。
更に、負荷２１が情報・通信機器のように信頼性を要求されるものである場合には、交流電源１の数[ｍｓ]〜数サイクル程度の期間の電圧低下、いわゆる瞬時電圧低下（以下、瞬低という）が発生した際にも一定の出力電圧を確保できる機能（以下、この機能を瞬低補償機能という）を有することが要求される。
これらの機能を実現するための動作について、図４を参照しつつ説明する。
図４（ａ）において、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎは正弦波状の波形であり、ダイオード２〜５からなる整流回路の出力電圧（整流電圧）は、図４（ｂ）のＶｒ１に示す波形となる。ここで、例えばＶｉｎが正極性の場合、図３のスイッチング素子７をオンすると、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→スイッチング素子７→ダイオード５→交流電源１の経路で電流が流れ、整流電圧Ｖｒ１がリアクトル６の両端に印加されて電流ＩＬが増加する。
図４（ａ）において、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎは正弦波状の波形であり、ダイオード２〜５からなる整流回路の出力電圧（整流電圧）は、図４（ｂ）のＶｒ１に示す波形となる。ここで、例えばＶｉｎが正極性の場合、図３のスイッチング素子７をオンすると、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→スイッチング素子７→ダイオード５→交流電源１の経路で電流が流れ、整流電圧Ｖｒ１がリアクトル６の両端に印加されて電流ＩＬが増加する。
また、スイッチング素子７をオフすると、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→ダイオード８→平滑コンデンサ９→ダイオード５→交流電源１の経路で電流ＩＬが流れる。このとき、リアクトル６には平滑コンデンサ９の電圧Ｅｄ１と入力電圧Ｖｉｎとの差電圧が印加されるが、回路の動作により、Ｅｄ１はＶｉｎのピーク値よりも高く保たれているので、電流ＩＬは減少する。
上述したスイッチング素子７のオンとオフとの時比率を制御することにより、電流ＩＬの波形及び振幅を任意に制御することができる。この電流ＩＬの波形を図４（ｂ）のような正弦波整流波形（簡単化のためリプル分は無視している）とすれば、図４（ａ）に示すように入力電流Ｉｉｎは正弦波状の波形となる。また、負荷電力に応じてＩＬの振幅を制御することで、平滑コンデンサ９の電圧Ｅｄ１を一定に保ち、ひいてはインバータＩＮＶの出力電圧を一定に保つことができる。
ここで、図４（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、瞬低補償機能がある場合とない場合のスイッチング素子１０〜１３の動作及び各部の電圧波形を示したものである。
スイッチング素子１０〜１３からなるインバータＩＮＶは、平滑コンデンサ９の電圧Ｅｄ１を高周波の交流電圧に変換する。図４（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子１０，１３をオンすると変圧器１４の一次巻線１４ａに正の電圧Ｖｔが印加され、スイッチング素子１１，１２をオンすると一次巻線１４ａに負の電圧Ｖｔが印加される。このように一次巻線１４ａに正負の電圧Ｖｔを交互に印加することにより変圧器１４に高周波交流電圧Ｖｔを入力する（図４では、見易さの都合上、Ｖｉｎ，Ｖｔの周期を同程度に表現しているが、一般的にはＶｉｎが５０または６０［Ｈｚ］の商用周波数であるのに対し、Ｖｔは変圧器を小形化するために数［ｋＨｚ］以上とする）。
スイッチング素子１０〜１３からなるインバータＩＮＶは、平滑コンデンサ９の電圧Ｅｄ１を高周波の交流電圧に変換する。図４（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子１０，１３をオンすると変圧器１４の一次巻線１４ａに正の電圧Ｖｔが印加され、スイッチング素子１１，１２をオンすると一次巻線１４ａに負の電圧Ｖｔが印加される。このように一次巻線１４ａに正負の電圧Ｖｔを交互に印加することにより変圧器１４に高周波交流電圧Ｖｔを入力する（図４では、見易さの都合上、Ｖｉｎ，Ｖｔの周期を同程度に表現しているが、一般的にはＶｉｎが５０または６０［Ｈｚ］の商用周波数であるのに対し、Ｖｔは変圧器を小形化するために数［ｋＨｚ］以上とする）。
変圧器１４は、入力された高周波交流電圧Ｖｔを絶縁して変圧し、その二次巻線１４ｂの両端電圧をダイオード１５〜１８からなる整流回路により図４（ｅ）の整流電圧Ｖｒ２に変換した後、リアクトル１９及びコンデンサ２０により平滑し、出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷２１に印加する。この出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子１０，１３またはスイッチング素子１１，１２をオンする時比率（以下、インバータ時比率という）によって制御することができる。
電源装置が瞬低補償機能を備えており、交流電源１が健全である場合の動作は、図４（ｃ），（ｄ），（ｅ）において[通常時]として示す通りである。
これに対し、[瞬低時]では、交流電源１の瞬低発生により入力電力が減少して電圧Ｅｄ１が低下し、電圧Ｖｔの振幅も減少する。しかし、電圧Ｅｄ１の低下が所定範囲内であれば、スイッチング素子１０，１３またはスイッチング素子１１，１２をオンする時比率を大きくすることによって電圧Ｖｔの平均値を一定に保ち、所定の整流電圧Ｖｒ２ひいては出力電圧Ｖｏｕｔを維持することができる。
これに対し、[瞬低時]では、交流電源１の瞬低発生により入力電力が減少して電圧Ｅｄ１が低下し、電圧Ｖｔの振幅も減少する。しかし、電圧Ｅｄ１の低下が所定範囲内であれば、スイッチング素子１０，１３またはスイッチング素子１１，１２をオンする時比率を大きくすることによって電圧Ｖｔの平均値を一定に保ち、所定の整流電圧Ｖｒ２ひいては出力電圧Ｖｏｕｔを維持することができる。
しかしながら、瞬低補償機能を持たせると、装置の効率が低下する。これは以下の理由による。
電圧Ｅｄ１がある程度低下した場合でも一定の出力電圧Ｖｏｕｔを維持するためには、変圧器１４の変圧比（一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとの巻数比であるｎ：１のｎの値）を、本来の最適値より小さくする必要がある。例えば、通常時に電圧Ｅｄ１が４００［Ｖ］で一定に保たれており、出力電圧Ｖｏｕｔが１０［Ｖ］であるならば、インバータＩＮＶを最大時比率で運転するために必要な変圧器１４の変圧比は４００：１０、すなわちｎ＝４０となる（簡単化のため、ここでは回路内の電圧降下を無視する）。
電圧Ｅｄ１がある程度低下した場合でも一定の出力電圧Ｖｏｕｔを維持するためには、変圧器１４の変圧比（一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとの巻数比であるｎ：１のｎの値）を、本来の最適値より小さくする必要がある。例えば、通常時に電圧Ｅｄ１が４００［Ｖ］で一定に保たれており、出力電圧Ｖｏｕｔが１０［Ｖ］であるならば、インバータＩＮＶを最大時比率で運転するために必要な変圧器１４の変圧比は４００：１０、すなわちｎ＝４０となる（簡単化のため、ここでは回路内の電圧降下を無視する）。
一方、電圧Ｅｄ１が２００［Ｖ］まで低下しても出力電圧Ｖｏｕｔを１０［Ｖ］のまま維持するために必要な変圧比は２００：１０、すなわちｎ＝２０となる。この条件で変圧比ｎを設定すると、電圧Ｅｄ１が４００［Ｖ］である通常時は、Ｖｏｕｔを１０［Ｖ］に保つためにインバータ時比率をおよそ０．５にして運転することになる。
この場合、変圧器１４の一次側に流れる電流の振幅はリアクトル１９を流れる電流の１／ｎであるが、瞬低補償機能を有する場合には本来の最適値が４０である変圧比ｎが２０になり、瞬低補償機能を持たせることによって変圧器１４の一次側に流れる電流値が大きくなる。このため、スイッチング素子１０〜１３及び一次巻線１４ａで発生する損失が大きくなる。
この場合、変圧器１４の一次側に流れる電流の振幅はリアクトル１９を流れる電流の１／ｎであるが、瞬低補償機能を有する場合には本来の最適値が４０である変圧比ｎが２０になり、瞬低補償機能を持たせることによって変圧器１４の一次側に流れる電流値が大きくなる。このため、スイッチング素子１０〜１３及び一次巻線１４ａで発生する損失が大きくなる。
整流電圧Ｖｒ２はおよそＥｄ１／ｎであるが、変圧比ｎが小さくなると通常時にダイオード１５〜１８に印加される電圧が大きくなるので、これらのダイオード１５〜１８には耐圧の高い部品を用いる必要がある。一般に、半導体部品は耐圧が高いほど同一条件での損失は大きくなる傾向があるため、装置内で発生する損失が大きくなる。
また、[瞬低補償機能あり]の場合の[通常時]では、電圧Ｖｒ２が印加されない期間が長くなるので、電圧Ｖｒ２を平滑するために必要なリアクトル１９のインダクタンス値が大きくなる。図４（ｄ），（ｅ）の[瞬低補償機能なし]の場合、整流電圧Ｖｒ２が所定値から０［Ｖ］に低下するまでの期間は電圧Ｖｔの極性が切り替わる僅かな時間であるが、[瞬低補償機能あり]の場合の[通常時]には一周期の１／２の期間は整流電圧Ｖｒ２が印加されず、この期間はリアクトル１９によって負荷２１にエネルギーを供給する必要がある。
これらに起因してリアクトル１９が大形化することになり、結果として、装置全体の大形化やリアクトル１９の発生損失の増大を招く。
これらに起因してリアクトル１９が大形化することになり、結果として、装置全体の大形化やリアクトル１９の発生損失の増大を招く。
さて、上述したようなインバータＩＮＶ以降の損失増加を回避する第２の従来技術として、図５に示す回路が知られている。
図５において、平滑コンデンサ９とインバータＩＮＶとの間の正側直流母線には、リアクトル２２とダイオード２４とが直列に接続されていると共に、リアクトル２２とダイオード２４との接続点と負側直流母線との間には、半導体スイッチング素子２３が接続されている。また、ダイオード２４のカソードと負側直流母線との間には、平滑コンデンサ２５が接続されている。これらのリアクトル２２、ダイオード２４、スイッチチング素子２３及び平滑コンデンサ２５により、昇圧チョッパが構成されている。なお、図５における他の構成は図３と同様であるため、説明を省略する。
図５において、平滑コンデンサ９とインバータＩＮＶとの間の正側直流母線には、リアクトル２２とダイオード２４とが直列に接続されていると共に、リアクトル２２とダイオード２４との接続点と負側直流母線との間には、半導体スイッチング素子２３が接続されている。また、ダイオード２４のカソードと負側直流母線との間には、平滑コンデンサ２５が接続されている。これらのリアクトル２２、ダイオード２４、スイッチチング素子２３及び平滑コンデンサ２５により、昇圧チョッパが構成されている。なお、図５における他の構成は図３と同様であるため、説明を省略する。
上記昇圧チョッパにより、リアクトル６、スイッチング素子７及びダイオード８からなる回路と同様の動作によってリアクトル２２を流れる電流を制御することができ、結果として入力電圧Ｅｄ１よりも高い出力電圧Ｅｄ２を得ることができる。すなわち、昇圧チョッパの動作により、瞬低時にコンデンサ９の電圧Ｅｄ１が低下（例えば４００［Ｖ］から２００［Ｖ］）してもコンデンサ２５の電圧Ｅｄ２を一定（例えば４００［Ｖ］）に保つことができ、前述した例では変圧比をｎ＝４０とする設計が可能となる。
なお、特許文献１の第２図には、上述した昇圧チョッパを用いて交流電源電圧の低下を補償する回路が示されている。
なお、特許文献１の第２図には、上述した昇圧チョッパを用いて交流電源電圧の低下を補償する回路が示されている。
しかしながら、図５に示した回路には以下の欠点がある。
すなわち、昇圧チョッパを構成するリアクトル２２、スイッチング素子２３及びダイオード２４が、損失を発生する。スイッチング素子２３がオン／オフ動作している場合はもちろん、電圧Ｅｄ１が十分高く、スイッチング素子２３が停止している場合においても、リアクトル２２の巻線抵抗やダイオード２４の順電圧降下により、損失を生じる。この損失により、インバータＩＮＶ以降の回路損失を低減させた分が相殺されてしまう。
また、リアクトル２２には電流が常時流れるため、昇圧動作する時間が極めて短いにも関わらず、電流容量の大きなリアクトル２２が必要となる。
すなわち、昇圧チョッパを構成するリアクトル２２、スイッチング素子２３及びダイオード２４が、損失を発生する。スイッチング素子２３がオン／オフ動作している場合はもちろん、電圧Ｅｄ１が十分高く、スイッチング素子２３が停止している場合においても、リアクトル２２の巻線抵抗やダイオード２４の順電圧降下により、損失を生じる。この損失により、インバータＩＮＶ以降の回路損失を低減させた分が相殺されてしまう。
また、リアクトル２２には電流が常時流れるため、昇圧動作する時間が極めて短いにも関わらず、電流容量の大きなリアクトル２２が必要となる。
更に、インバータＩＮＶから発生するリプル電流を吸収するため、大容量の平滑コンデンサ２５が必要となる。一方の平滑コンデンサ９は、瞬低時のエネルギーを供給するために容量を十分大きくしてあるので、図３の回路では、この平滑コンデンサ９が、リアクトル６、スイッチング素子７及びダイオード８からなる回路によって発生するリプル電流、及び、インバータＩＮＶのリプル電流の両方を吸収する役割を担うことができる。
しかし、図５の回路ではインバータＩＮＶと平滑コンデンサ９との間にリアクトル２２が挿入されるので、高周波リプル電流が通過できない。このため、別途、平滑コンデンサ２５が必要となり、これによって装置が大形化する。
しかし、図５の回路ではインバータＩＮＶと平滑コンデンサ９との間にリアクトル２２が挿入されるので、高周波リプル電流が通過できない。このため、別途、平滑コンデンサ２５が必要となり、これによって装置が大形化する。
なお、特許文献２には、予め充電しておいた別のコンデンサにより瞬低時のエネルギーを供給する回路が示されている。しかしながら、この特許文献２に開示されている回路でも、通常時にリプルを吸収するコンデンサと瞬低時にエネルギーを供給するコンデンサとが分離されているため、装置の大形化を避けられない。
上述した装置の大形化を回避する第３の従来技術として、図６に示す回路が知られている。
図６において、１０１はダイオード８，２４のカソード間に接続されたバイパス用のダイオードであり、その他の構成は図５と同様である。交流電源１が健全である通常時にはスイッチング素子２３は動作せず、リアクトル２２、スイッチング素子２３、ダイオード２４及びコンデンサ２５からなる昇圧チョッパはダイオード１０１によりバイパスされる。ここで、電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２は、通常時、瞬低時の何れも平滑された直流電圧であるので、ダイオード２４と異なり、ダイオード１０１には高周波を整流する性能は不要であり、低速のダイオードを用いることができる。低速のダイオードの順電圧は高速のものに比べて１／２程度であり、また、通常時はリアクトル２２に電流が流れないため、図５の回路に比べて損失を大幅に低減することができる。
図６において、１０１はダイオード８，２４のカソード間に接続されたバイパス用のダイオードであり、その他の構成は図５と同様である。交流電源１が健全である通常時にはスイッチング素子２３は動作せず、リアクトル２２、スイッチング素子２３、ダイオード２４及びコンデンサ２５からなる昇圧チョッパはダイオード１０１によりバイパスされる。ここで、電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２は、通常時、瞬低時の何れも平滑された直流電圧であるので、ダイオード２４と異なり、ダイオード１０１には高周波を整流する性能は不要であり、低速のダイオードを用いることができる。低速のダイオードの順電圧は高速のものに比べて１／２程度であり、また、通常時はリアクトル２２に電流が流れないため、図５の回路に比べて損失を大幅に低減することができる。
更に、リアクトル２２に通電する時間は瞬低時の数１０［ｍｓ］以下であるため、リアクトル２２には巻線を細くした短時間定格のものを用いることができ、図５の回路に比べてリアクトル２２の大幅な小形化が可能である。また、ダイオード１０１によるバイパス動作により平滑コンデンサ９とインバータＩＮＶとの間にリアクトルが介在しなくなるので、通常時、平滑コンデンサ９はインバータＩＮＶのリプル電流も担うことができる。このため、平滑コンデンサ２５は瞬低期間中の昇圧チョッパ及びインバータＩＮＶのリプルにのみ耐えれば良く、極めて小容量のものを用いることができるようになる。
この方法は、例えば特許文献３に示されている。
この方法は、例えば特許文献３に示されている。
一方、近年、地球環境問題などを背景として、電源装置にも更なる高効率化が求められている。このため、徹底的な損失の低減が必要とされており、バイパスダイオード１０１によって発生する損失をも低減する必要が新たに生じている。
従来より、ダイオードが発生する損失を低減する手法としては、一般に同期整流と呼ばれる方法が知られており、この同期整流は、ダイオードをＭＯＳＦＥＴに置き換えるものである。ＭＯＳＦＥＴはゲートに電圧を与えれば順方向すなわちドレインからソースへ電流を流せるだけではなく、逆方向すなわちソースからドレインへと電流を流せることが知られている。導通状態のＭＯＳＦＥＴは、抵抗性すなわち電圧降下が電流に比例する性質を持つため、電流容量に対して導通電流の小さい範囲では電圧降下がダイオードより小さくなる。これを利用して、図６のダイオード１０１をＭＯＳＦＥＴに置き換え、その並列数または電流容量を大きく、すなわち導通時の抵抗値（以下、オン抵抗と呼ぶ）を小さくすれば、損失を抑制することができる。
しかしながら、既にダイオード１０１の電圧降下は１［Ｖ］以下程度であり、これに対して十分に電圧降下を小さくする効果を得るには、例えばスイッチング素子７と同じ耐圧、仕様のＭＯＳＦＥＴを用いた場合、並列数をスイッチング素子７の数個分にする必要があり、装置コストの上昇を招く。
従来より、ダイオードが発生する損失を低減する手法としては、一般に同期整流と呼ばれる方法が知られており、この同期整流は、ダイオードをＭＯＳＦＥＴに置き換えるものである。ＭＯＳＦＥＴはゲートに電圧を与えれば順方向すなわちドレインからソースへ電流を流せるだけではなく、逆方向すなわちソースからドレインへと電流を流せることが知られている。導通状態のＭＯＳＦＥＴは、抵抗性すなわち電圧降下が電流に比例する性質を持つため、電流容量に対して導通電流の小さい範囲では電圧降下がダイオードより小さくなる。これを利用して、図６のダイオード１０１をＭＯＳＦＥＴに置き換え、その並列数または電流容量を大きく、すなわち導通時の抵抗値（以下、オン抵抗と呼ぶ）を小さくすれば、損失を抑制することができる。
しかしながら、既にダイオード１０１の電圧降下は１［Ｖ］以下程度であり、これに対して十分に電圧降下を小さくする効果を得るには、例えばスイッチング素子７と同じ耐圧、仕様のＭＯＳＦＥＴを用いた場合、並列数をスイッチング素子７の数個分にする必要があり、装置コストの上昇を招く。
そこで、本発明の解決課題は、従来のバイパスダイオードにより発生する損失を、コストの上昇を招くことなく低減させるようにした電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に係る電源装置は、交流電源電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の入力電流波形を正弦波に制御するための第１の半導体スイッチング素子と、前記整流回路の出力電圧が印加される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端電圧を昇圧する昇圧チョッパと、前記昇圧チョッパの直流出力電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、を備え、
前記昇圧チョッパが、前記平滑コンデンサと前記インバータとの間の正側直流母線に互いに直列に接続されたリアクトル及びダイオードと、これらのリアクトルとダイオードとの接続点と負側直流母線との間に接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有する電源装置において、
前記平滑コンデンサと前記リアクトルとの接続点と、前記ダイオードと前記インバータとの接続点と、の間に、前記第１の半導体スイッチング素子よりも耐圧が低く、かつスイッチング速度が遅い複数のＭＯＳＦＥＴを直列に接続し、前記複数のＭＯＳＦＥＴを、前記交流電源電圧の瞬時低下時に前記第２の半導体スイッチング素子がスイッチングを開始する前にオフさせると共に、前記第２の半導体スイッチング素子がスイッチングを停止した条件のもとで前記複数のＭＯＳＦＥＴの直列回路の両端の電位差がほぼゼロの状態でオンさせるものである。
前記昇圧チョッパが、前記平滑コンデンサと前記インバータとの間の正側直流母線に互いに直列に接続されたリアクトル及びダイオードと、これらのリアクトルとダイオードとの接続点と負側直流母線との間に接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有する電源装置において、
前記平滑コンデンサと前記リアクトルとの接続点と、前記ダイオードと前記インバータとの接続点と、の間に、前記第１の半導体スイッチング素子よりも耐圧が低く、かつスイッチング速度が遅い複数のＭＯＳＦＥＴを直列に接続し、前記複数のＭＯＳＦＥＴを、前記交流電源電圧の瞬時低下時に前記第２の半導体スイッチング素子がスイッチングを開始する前にオフさせると共に、前記第２の半導体スイッチング素子がスイッチングを停止した条件のもとで前記複数のＭＯＳＦＥＴの直列回路の両端の電位差がほぼゼロの状態でオンさせるものである。
請求項２に係る電源装置は、請求項１に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴを、交流電源電圧の瞬時低下時以外の通常動作時にオンさせるものである。
請求項３に係る電源装置は、請求項１または２に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴを、共通のゲート駆動回路により駆動するものである。
請求項４に係る電源装置は、請求項３に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴのゲート電極と前記ゲート駆動回路との間に、ダイオードを接続したものである。
請求項５に係る電源装置は、請求項３または４に記載した電源装置において、前記ゲート駆動回路に、前記平滑コンデンサと前記リアクトルとの接続点の電位を基準電位とする直流電源を接続したものである。
請求項６に係る電源装置は、請求項３または４に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴの駆動電源として、前記第１の半導体スイッチング素子のオンオフにより電荷が蓄積されるコンデンサと、このコンデンサの電圧を一定に保つ定電圧素子と、を備えたものである。
請求項３に係る電源装置は、請求項１または２に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴを、共通のゲート駆動回路により駆動するものである。
請求項４に係る電源装置は、請求項３に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴのゲート電極と前記ゲート駆動回路との間に、ダイオードを接続したものである。
請求項５に係る電源装置は、請求項３または４に記載した電源装置において、前記ゲート駆動回路に、前記平滑コンデンサと前記リアクトルとの接続点の電位を基準電位とする直流電源を接続したものである。
請求項６に係る電源装置は、請求項３または４に記載した電源装置において、前記複数のＭＯＳＦＥＴの駆動電源として、前記第１の半導体スイッチング素子のオンオフにより電荷が蓄積されるコンデンサと、このコンデンサの電圧を一定に保つ定電圧素子と、を備えたものである。
請求項７に係る電源装置は、請求項１〜６の何れか１項に記載した電源装置において、前記インバータの交流出力電圧を絶縁して変圧する変圧器と、この変圧器の出力電圧を整流する整流回路と、を備え、前記整流回路の出力電圧を負荷に供給するものである。
本発明によれば、昇圧チョッパをバイパスする従来のバイパスダイオードによる発生損失を低減すると共に、バイパスダイオードに代えて接続したＭＯＳＦＥＴの直列回路の駆動電源を簡略化することにより、高効率かつ小形、低コストの電源装置を実現することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。この第１実施形態は、図５に示した回路に、以下に述べる回路を付加したものである。なお、図５と同一部分については同一記号を付してその説明を省略する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。この第１実施形態は、図５に示した回路に、以下に述べる回路を付加したものである。なお、図５と同一部分については同一記号を付してその説明を省略する。
すなわち、ダイオード８のカソードとダイオード２４のカソードとの間には、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２が直列に接続され、これらのＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のソース電極、ゲート電極間には、抵抗値が等しい抵抗２０３，２０４がそれぞれ接続されている。また、２０７はゲート駆動回路であり、このゲート駆動回路２０７の両端には直流電源２０８が接続されている。ゲート駆動回路２０７から出力されるゲート駆動信号Ｇは、一方のＭＯＳＦＥＴ２０１のゲート電極に直接入力され、他方のＭＯＳＦＥＴ２０１のゲート電極にはダイオード２０６を介して入力されている。更に、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート電極とソース電極との間には、抵抗２０５が接続されている。
上記構成において、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２には、ＭＯＳＦＥＴからなる第１の半導体スイッチング素子７よりも耐圧の低い素子が用いられる。なお、図１において、ＭＯＳＦＥＴからなる別の半導体スイッチング素子２３を、第２の半導体スイッチング素子というものとする。
ここで、平滑コンデンサ９の電圧Ｅｄ１が４００［Ｖ］程度の回路では、スイッチング素子７として一般的に耐圧が５００［Ｖ］または６００［Ｖ］のものが使用されるが、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の耐圧は何れも１００［Ｖ］とする。ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の直列回路に印加される電圧はＥｄ２とＥｄ１との差電圧であり、実用的には、瞬低発生時に平滑コンデンサ９が放電した場合のＥｄ１の下限値はＥｄ２の１／２程度、例えばＥｄ２が４００［Ｖ］であればＥｄ１の下限値は２００［Ｖ］程度である。これは、同じ電力を得るためには、電圧低下に反比例して回路電流を増やす必要性があるので、Ｅｄ１が余りに低くなるまで放電させるのは部品の電流容量から得策ではないためである。
ここで、平滑コンデンサ９の電圧Ｅｄ１が４００［Ｖ］程度の回路では、スイッチング素子７として一般的に耐圧が５００［Ｖ］または６００［Ｖ］のものが使用されるが、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の耐圧は何れも１００［Ｖ］とする。ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の直列回路に印加される電圧はＥｄ２とＥｄ１との差電圧であり、実用的には、瞬低発生時に平滑コンデンサ９が放電した場合のＥｄ１の下限値はＥｄ２の１／２程度、例えばＥｄ２が４００［Ｖ］であればＥｄ１の下限値は２００［Ｖ］程度である。これは、同じ電力を得るためには、電圧低下に反比例して回路電流を増やす必要性があるので、Ｅｄ１が余りに低くなるまで放電させるのは部品の電流容量から得策ではないためである。
Ｅｄ２が４００［Ｖ］、Ｅｄ１の下限値が２００［Ｖ］程度の条件では、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の直列回路に印加される電圧は２００［Ｖ］以下となり、耐圧が１００［Ｖ］のＭＯＳＦＥＴを２個直列に接続した場合でも十分に対応することができる。ここで、耐圧が１００［Ｖ］程度またはそれ以下のＭＯＳＦＥＴは、特性が近年著しく改善されており、オン抵抗が極めて小さいものが市販されている。このため、耐圧が１００［Ｖ］以下で小形のＭＯＳＦＥＴを複数個直列に接続しても、直列オン抵抗をスイッチング素子７のオン抵抗より大幅に小さくすることができる。
ところで、一般にスイッチング素子の直列接続は並列接続に比べて困難である。これは各直列素子の駆動電位が異なるため、電位が独立した駆動回路を個別に設ける必要があるので、大きさ、コストの点で不利であり、またそれぞれの駆動回路にわずかでもタイミングずれがあるとスイッチング時に各素子の電圧アンバランスを生じ、電圧が集中した素子が過電圧破壊を起こす危険があるからである。従って、スイッチング素子の直列接続は、高電圧回路において１個の素子では耐圧が不足するような場合に止むを得ず行う場合がほとんどであり、直列接続しなくても耐圧を確保可能な条件で、意図的に低耐圧のスイッチング素子を直列接続することはまれである。
しかし、本実施形態において、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２は瞬低発生時に電圧Ｅｄ１が低下し始めるとスイッチング素子２３がスイッチングを開始する前にオフし、瞬低が終わって電圧Ｅｄ１が再び上昇し、スイッチング素子２３がスイッチングを停止した条件で再度オンする。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のスイッチングはこれらの直列回路に電圧がほとんど加わっていないときにのみ行われるので、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の間でスイッチングのタイミングを合わせる必要がない。また、同じ理由によりスイッチング損失が問題にならないので、例えば１[μｓ]以内に行うような高速スイッチングは必要なく、回路の電圧変化に対応できる時間、例えば数［μｓ］でスイッチングできれば良い。
このため、本実施形態によれば、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の駆動回路を極めて簡単に構成することができる。図１において、ゲート駆動回路２０７は、図中のＧ点を直流電源２０８の両端のＶ点またはＳ点（基準電位点）の何れかに接続する動作を行い、ＭＯＳＦＥＴ２０１のゲート−ソース間電圧を直流電源２０８の電圧または０[Ｖ]とすることでＭＯＳＦＥＴ２０１のスイッチングを行う。ここで、Ｇ点−Ｓ点間に電圧を印加するとＭＯＳＦＥＴ２０１がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２０１の両端電圧は極めて小さくなるので、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲートにも直流電源２０８の電圧にほぼ等しい電圧が印加され、ＭＯＳＦＥＴ２０２もオンする。
一方、Ｇ点−Ｓ点間の電圧を０［Ｖ］とすると、ＭＯＳＦＥＴ２０１がオフすると共にＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート−ソース間寄生キャパシタンス（図示しない）が抵抗２０５により放電され、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート−ソース間電圧もやがて０［Ｖ］になるので、ＭＯＳＦＥＴ２０２もオフする。
前述した昇圧チョッパの動作によりＥｄ２がＥｄ１より高くなると、ＭＯＳＦＥＴ２０２のソース電位はＳ点の電位より高くなるが、この際のゲート駆動回路２０７との電位差はダイオード２０６が分担するため、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート−ソース間に過剰な逆電圧が加わることは防止される。また、このときＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の電圧分担は、抵抗２０３，２０４によってほぼ均等となるように分圧される。
前述した昇圧チョッパの動作によりＥｄ２がＥｄ１より高くなると、ＭＯＳＦＥＴ２０２のソース電位はＳ点の電位より高くなるが、この際のゲート駆動回路２０７との電位差はダイオード２０６が分担するため、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート−ソース間に過剰な逆電圧が加わることは防止される。また、このときＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の電圧分担は、抵抗２０３，２０４によってほぼ均等となるように分圧される。
以上のように、図１の回路における適用条件、すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の直列回路に電圧がほとんど加わっていない状態でスイッチングを行うこと、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のスイッチングに高速性を要求されないことを勘案すれば、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２を直列接続して使用しても何ら問題は生じない。
図示されていないが、スイッチング素子７よりも耐圧の低いＭＯＳＦＥＴを３個以上、直列接続した回路においても、図１におけるＭＯＳＦＥＴ２０２と同様に２段目以降のＭＯＳＦＥＴのゲートをダイオードを介して共通のゲート駆動回路２０７に接続し、１段目のＭＯＳＦＥＴ２０１から順にオンしていくことで同様の動作が可能である。
図示されていないが、スイッチング素子７よりも耐圧の低いＭＯＳＦＥＴを３個以上、直列接続した回路においても、図１におけるＭＯＳＦＥＴ２０２と同様に２段目以降のＭＯＳＦＥＴのゲートをダイオードを介して共通のゲート駆動回路２０７に接続し、１段目のＭＯＳＦＥＴ２０１から順にオンしていくことで同様の動作が可能である。
次に、図２は本発明の第２実施形態を示す回路図である。この第２実施形態は、図１における直流電源２０８の構成に関するものである。
図２において、ゲート駆動回路２０７の両端にはツェナーダイオード３０５とコンデンサ３０２との並列回路が接続され、この並列回路の両端にはダイオード３０３，３０４が図示の極性で直列に接続されている。また、ダイオード３０３，３０４同士の接続点Ｐ２は、コンデンサ３０１を介してダイオード８のアノードに接続されている。
図２において、ゲート駆動回路２０７の両端にはツェナーダイオード３０５とコンデンサ３０２との並列回路が接続され、この並列回路の両端にはダイオード３０３，３０４が図示の極性で直列に接続されている。また、ダイオード３０３，３０４同士の接続点Ｐ２は、コンデンサ３０１を介してダイオード８のアノードに接続されている。
前述した図１におけるＳ点の電位はスイッチング素子７，２３のソース電位（Ｎ点の電位）とは異なるため、スイッチング素子７，２３の駆動回路とは基準電位が異なる直流電源２０８によってＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２を駆動することが必要である。しかし、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２は元々駆動回路が不要な図６のダイオード１０１を置き換えたものであるため、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の駆動電源等に起因して装置が大形化したりコストが上昇したりするのは望ましくない。
そこで、図２に示す第２実施形態は、スイッチング素子７，２３とは基準電位が異なるＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の駆動電源を簡単に実現するためのものである。
そこで、図２に示す第２実施形態は、スイッチング素子７，２３とは基準電位が異なるＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の駆動電源を簡単に実現するためのものである。
ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２がオンするのは定常動作時であり、このときはスイッチング素子７がスイッチングを行っている。スイッチング素子７のスイッチング動作により、図２のＮ点に対するＰ１点の電位は、電圧Ｅｄ１と０［Ｖ］との間で高周波で変化する。
スイッチング素子７がオンすると、平滑コンデンサ９→ダイオード３０４→コンデンサ３０１→スイッチング素子７→平滑コンデンサ９の経路で電流が流れ、コンデンサ３０１はＥｄ１にほぼ等しい電圧、例えば４００［Ｖ］に充電される。スイッチング素子７がオフするとＰ１点の電位が上昇し、やがてダイオード８が導通するので、Ｐ１点の電位はＳ点の電位とほぼ等しくなる。その過程で、図中のＰ２点の電位はＳ点より高くなるので、コンデンサ３０１→Ｐ２→ダイオード３０３→コンデンサ３０２→Ｓ点の経路で電流が流れ、コンデンサ３０１に蓄積された電荷がコンデンサ３０２に移行する。
スイッチング素子７がオンすると、平滑コンデンサ９→ダイオード３０４→コンデンサ３０１→スイッチング素子７→平滑コンデンサ９の経路で電流が流れ、コンデンサ３０１はＥｄ１にほぼ等しい電圧、例えば４００［Ｖ］に充電される。スイッチング素子７がオフするとＰ１点の電位が上昇し、やがてダイオード８が導通するので、Ｐ１点の電位はＳ点の電位とほぼ等しくなる。その過程で、図中のＰ２点の電位はＳ点より高くなるので、コンデンサ３０１→Ｐ２→ダイオード３０３→コンデンサ３０２→Ｓ点の経路で電流が流れ、コンデンサ３０１に蓄積された電荷がコンデンサ３０２に移行する。
コンデンサの電圧はそのキャパシタンスに反比例するので、例えばコンデンサ３０１のキャパシタンスをコンデンサ３０２の１０００分の１に設定しておくと、スイッチング素子７の１回のスイッチングでコンデンサ３０１を４００［Ｖ］に充電した電荷がコンデンサ３０２に移行し、コンデンサ３０２の電圧は０．４［Ｖ］上昇することになる。
スイッチング素子７の高周波スイッチングにより上記の動作が繰り返されると、コンデンサ３０２の電圧は次第に上昇するが、ゲート駆動回路２０７や抵抗２０５により消費される電力が増加するため、原理的にはある点でコンデンサ３０２からの供給電力とゲート駆動回路２０７等による消費電力とがバランスし、コンデンサ３０２の電圧は一定となる。実用上は、このバランス点の電圧を管理することが困難なため、コンデンサ３０２に対して並列に接続されたツェナーダイオード３０５により、コンデンサ３０２の電圧を一定値に制限する。
スイッチング素子７の高周波スイッチングにより上記の動作が繰り返されると、コンデンサ３０２の電圧は次第に上昇するが、ゲート駆動回路２０７や抵抗２０５により消費される電力が増加するため、原理的にはある点でコンデンサ３０２からの供給電力とゲート駆動回路２０７等による消費電力とがバランスし、コンデンサ３０２の電圧は一定となる。実用上は、このバランス点の電圧を管理することが困難なため、コンデンサ３０２に対して並列に接続されたツェナーダイオード３０５により、コンデンサ３０２の電圧を一定値に制限する。
よく知られているように、ＭＯＳＦＥＴはオンを維持している間はゲートにおける消費電力がほとんどないので、コンデンサ３０１，３０２、ダイオード３０３，３０４及びツェナーダイオード３０５には電流容量の極めて小さい部品を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２がターンオンする瞬間は、コンデンサ３０２から一時的に電荷が供給される。このように、スイッチング素子７のように高周波スイッチングを行う素子と異なり、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の駆動に要する電力は平均的には極めて小さいため、例えば絶縁形のＤＣ／ＤＣコンバータを用いるような方法に比べて、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の駆動電源を簡単に構成することができる。
本発明の電源装置は、情報・通信機器を始めとする各種の負荷に対して、交流電源電圧の瞬低時にも瞬低補償機能により一定の電圧を供給する用途に利用可能である。
１：交流電源
２〜４，８，１５〜１８，２２，２０６：ダイオード
６，１９，２２：リアクトル
７，１０〜１３，２３：半導体スイッチング素子
９，２０，２５：コンデンサ
１４：変圧器
１４ａ：一次巻線
１４ｂ：二次巻線
２１：負荷
２０１，２０２：ＭＯＳＦＥＴ
２０３〜２０５：抵抗
２０７：ゲート駆動回路
２０８：直流電源
３０１，３０２：コンデンサ
３０３，３０４：ダイオード
３０５：ツェナーダイオード
ＩＮＶ：インバータ
２〜４，８，１５〜１８，２２，２０６：ダイオード
６，１９，２２：リアクトル
７，１０〜１３，２３：半導体スイッチング素子
９，２０，２５：コンデンサ
１４：変圧器
１４ａ：一次巻線
１４ｂ：二次巻線
２１：負荷
２０１，２０２：ＭＯＳＦＥＴ
２０３〜２０５：抵抗
２０７：ゲート駆動回路
２０８：直流電源
３０１，３０２：コンデンサ
３０３，３０４：ダイオード
３０５：ツェナーダイオード
ＩＮＶ：インバータ
Claims (7)
- 交流電源電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の入力電流波形を正弦波に制御するための第１の半導体スイッチング素子と、前記整流回路の出力電圧が印加される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端電圧を昇圧する昇圧チョッパと、前記昇圧チョッパの直流出力電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、を備え、
前記昇圧チョッパが、前記平滑コンデンサと前記インバータとの間の正側直流母線に互いに直列に接続されたリアクトル及びダイオードと、これらのリアクトルとダイオードとの接続点と負側直流母線との間に接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有する電源装置において、
前記平滑コンデンサと前記リアクトルとの接続点と、前記ダイオードと前記インバータとの接続点と、の間に、前記第１の半導体スイッチング素子よりも耐圧が低く、かつスイッチング速度が遅い複数のＭＯＳＦＥＴを直列に接続し、
前記複数のＭＯＳＦＥＴを、前記交流電源電圧の瞬時低下時に前記第２の半導体スイッチング素子がスイッチングを開始する前にオフさせると共に、前記第２の半導体スイッチング素子がスイッチングを停止した条件のもとで前記複数のＭＯＳＦＥＴの直列回路の両端の電位差がほぼゼロの状態でオンさせることを特徴とする電源装置。 - 請求項１に記載した電源装置において、
前記複数のＭＯＳＦＥＴを、交流電源電圧の瞬時低下時以外の通常動作時にオンさせることを特徴とする電源装置。 - 請求項１または２に記載した電源装置において、
前記複数のＭＯＳＦＥＴを、共通のゲート駆動回路により駆動することを特徴とする電源装置。 - 請求項３に記載した電源装置において、
前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴのゲート電極と前記ゲート駆動回路との間に、ダイオードを接続したことを特徴とする電源装置。 - 請求項３または４に記載した電源装置において、
前記ゲート駆動回路に、前記平滑コンデンサと前記リアクトルとの接続点の電位を基準電位とする直流電源を接続したことを特徴とする電源装置。 - 請求項３または４に記載した電源装置において、
前記複数のＭＯＳＦＥＴの駆動電源として、
前記第１の半導体スイッチング素子のオンオフにより電荷が蓄積されるコンデンサと、このコンデンサの電圧を一定に保つ定電圧素子と、を備えたことを特徴とする電源装置。 - 請求項１〜６の何れか１項に記載した電源装置において、
前記インバータの交流出力電圧を絶縁して変圧する変圧器と、この変圧器の出力電圧を整流する整流回路と、を備え、前記整流回路の出力電圧を負荷に供給することを特徴とする電源装置。
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