JP6288534B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 111
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 84
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 44
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 42
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 19
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 claims description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 239000000463 material Substances 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 3
- 229910002601 GaN Inorganic materials 0.000 description 2
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 239000002210 silicon-based material Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M1/0085—Partially controlled bridges
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- H02M3/125—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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Description
本発明は、半導体素子の損失を低減して電力変換装置の高効率化を図るための技術に関する。
図６は、電力変換装置の第１の従来技術を示す回路図であり、昇圧チョッパ回路として良く知られているものである。図６において、１は直流電源、２はリアクトル、３はＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子という）、４はダイオード、５はコンデンサ、６は負荷である。
ここで、スイッチング素子３には、ＭＯＳＦＥＴの他にＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）や、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が使用されることもある。
ここで、スイッチング素子３には、ＭＯＳＦＥＴの他にＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）や、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が使用されることもある。
図６に示した回路の動作は、以下のとおりである。
スイッチング素子３をオンすると、リアクトル２の両端には直流電源１の電圧Ｖｉｎにほぼ等しい電圧が印加され、直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子３→直流電源１の経路で電流が流れる。このとき、リアクトル２の電流ＩＬは次第に増加する。次に、スイッチング素子３をオフすると、直流電源１→リアクトル２→ダイオード４→コンデンサ５→直流電源１の経路で電流が流れ、リアクトル２の両端には、入力電圧Ｖｉｎとコンデンサ５の電圧Ｅとの差分が印加される。
スイッチング素子３をオンすると、リアクトル２の両端には直流電源１の電圧Ｖｉｎにほぼ等しい電圧が印加され、直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子３→直流電源１の経路で電流が流れる。このとき、リアクトル２の電流ＩＬは次第に増加する。次に、スイッチング素子３をオフすると、直流電源１→リアクトル２→ダイオード４→コンデンサ５→直流電源１の経路で電流が流れ、リアクトル２の両端には、入力電圧Ｖｉｎとコンデンサ５の電圧Ｅとの差分が印加される。
後述する原理により、通常動作時にはＶｉｎ＜Ｅの状態にあるので、リアクトル２の電流ＩＬは減少していく。スイッチング素子３のオン・オフの時比率を制御することにより、電流ＩＬを任意の値に制御することができる。また、負荷６の消費電力よりも入力電力を大きくすれば、両者の差電力はコンデンサ５に蓄積されて電圧Ｅが上昇し、入力電力を小さくすれば、差電力はコンデンサ５の放電により負荷６に供給されるので、電圧Ｅは低下する。
この方法により、電圧Ｅを入力電圧Ｖｉｎより高い任意の値に制御することができる。
一方、スイッチング素子３を動作させずにオフ状態を継続しても、直流電源１→リアクトル２→ダイオード４→コンデンサ５→直流電源１の電流経路は常に存在するため、電圧Ｅが入力電圧Ｖｉｎを定常的に下回ることはない。
この方法により、電圧Ｅを入力電圧Ｖｉｎより高い任意の値に制御することができる。
一方、スイッチング素子３を動作させずにオフ状態を継続しても、直流電源１→リアクトル２→ダイオード４→コンデンサ５→直流電源１の電流経路は常に存在するため、電圧Ｅが入力電圧Ｖｉｎを定常的に下回ることはない。
さて、図６の回路では、スイッチング素子３がオンする際にダイオード４には逆電圧が加わるので、コンデンサ５→ダイオード４→スイッチング素子３→コンデンサ５の経路で瞬間的に逆電流、いわゆる逆回復電流が流れ、その後にダイオード４がオフする。この逆回復電流による損失、すなわち逆回復損失は、スイッチング素子３がオンするたびに発生する。
リアクトル２を小形化するため、スイッチング素子３のスイッチング周波数は数［ｋＨｚ］から、場合によっては数１００［ｋＨｚ］以上まで高くすることがあるため、スイッチング素子３がオンする際の逆回復損失は極力小さいことが望ましい。このような理由により、ダイオード４には、逆回復損失の小さい、ファーストリカバリダイオードを用いるのが一般的である。特にＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）などのＷＢＧ（ワイドバンドギャップ）材料を用いたショットキーバリアダイオードは、逆回復損失が極めて小さいため、この種の用途に適している。
一方、図７は第２の従来技術を示す回路図であり、図６における各部品と同一の機能を有するものには同一の番号を付してある。
図７において、１１は交流電源、１２はコンデンサ、１３〜１６はブリッジ整流回路を構成する整流ダイオード、１７はバイパスダイオードである。
図７において、１１は交流電源、１２はコンデンサ、１３〜１６はブリッジ整流回路を構成する整流ダイオード、１７はバイパスダイオードである。
ここで、交流電源１１は多くの場合、交流電力系統に接続されているので、電力系統への落雷等に起因する瞬時電圧低下、すなわち交流の数サイクル以内程度の電圧低下や停電が発生することがある。このような瞬時電圧低下や停電が発生して入力側の電力供給が途絶えた場合でも、負荷６による電力消費が続くため、コンデンサ５の電圧Ｅは低下する。
そして、電圧Ｅが定常時の入力電圧Ｖｉｎのピーク値より低くなった後に入力電圧Ｖｉｎが定常値に復帰すると、スイッチング素子３をオフしても電流ＩＬが減少せずにコンデンサ５に流入する期間が発生する。この電流ＩＬが過大になると、スイッチング素子３はオフしているため、電流ＩＬはダイオード４に流れる。前述したように、ダイオード４には通常、ファーストリカバリダイオードが用いられるが、ファーストリカバリダイオードは整流ダイオードに比べてサージ電流に対する耐量が低いという性質がある。従って、整流ダイオード１３〜１６が耐え得る程度の電流であっても、この電流によってダイオード４が破損するおそれがある。
上述したダイオード４の破損を防止するため、図７の従来技術では、バイパスダイオード１７を設けて電流をバイパスさせている。これにより、リアクトル２の両端にバイパスダイオード１７の順電圧降下を超える電圧が印加されないようにし、電流ＩＬの増加を防止してダイオード４を保護している。
バイパスダイオード１７を、図７に示す位置に接続しておけば、通常動作時に高周波パルス電圧がバイパスダイオード１７に印加されることはないので、逆回復は発生しない。従って、バイパスダイオード１７には、整流ダイオード１３〜１６と同様に、サージ電流耐量の高い整流ダイオードを用いることができる。
なお、図７と同様の回路は、例えば特許文献１に記載されている。
バイパスダイオード１７を、図７に示す位置に接続しておけば、通常動作時に高周波パルス電圧がバイパスダイオード１７に印加されることはないので、逆回復は発生しない。従って、バイパスダイオード１７には、整流ダイオード１３〜１６と同様に、サージ電流耐量の高い整流ダイオードを用いることができる。
なお、図７と同様の回路は、例えば特許文献１に記載されている。
次に、図８は第３の従来技術を示す回路図である。この従来技術は、図７における交流電源１１の一端とコンデンサ１２の一端との間に電流制限用の抵抗５１を接続し、この抵抗５１に並列にスイッチ（短絡リレー）５２を接続したものである。
図８において、図７における各部品と同一の機能を有するものには同一の番号を付してある。
図８において、図７における各部品と同一の機能を有するものには同一の番号を付してある。
図８においては、図７の従来技術が有する機能に加えて、コンデンサ５を初期充電する際に抵抗５１により電流を制限し、充電完了後にスイッチ５２をオンして抵抗５１の両端を短絡することにより突入電流を防止する機能を備えている。
近年、環境問題への対応から、電源装置等を構成する電力変換装置にも更なる高効率化が求められている。電力変換装置の高効率化を図る手段の一つとしては、半導体素子の順電圧降下による導通損失の低減が挙げられる。
例えば、前述した図６〜図８におけるスイッチング素子３にＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ＭＯＳＦＥＴは導通時に抵抗特性を持つので、並列接続数を増やせば、少なくとも理論上は導通損失を限りなくゼロに近づけることができる。
例えば、前述した図６〜図８におけるスイッチング素子３にＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ＭＯＳＦＥＴは導通時に抵抗特性を持つので、並列接続数を増やせば、少なくとも理論上は導通損失を限りなくゼロに近づけることができる。
一方、ダイオードの順電圧降下は電流に依存しない固定分を持つ。このため、図６〜図８におけるダイオード４の並列接続数を増やしても導通損失の低減には限度がある。特に、ファーストリカバリダイオードは、逆回復損失が小さいという利点がある反面、商用周波数の整流を目的とした、いわゆる整流ダイオードに比べて順電圧降下が大きい。
従って、ファーストリカバリダイオードを整流ダイオードに置き換える、あるいは、整流ダイオードを並列に接続する等の対応では、整流ダイオードが極めて大きな逆回復損失を発生するため、高効率化の目的を果たすことができない。
また、ショットキーバリアダイオードのように、ＷＢＧ材料からなるダイオードを用いる場合、この種のダイオードはシリコン材料からなるダイオードに比べて高価であり、装置のコストが増加する原因となる。
従って、ファーストリカバリダイオードを整流ダイオードに置き換える、あるいは、整流ダイオードを並列に接続する等の対応では、整流ダイオードが極めて大きな逆回復損失を発生するため、高効率化の目的を果たすことができない。
また、ショットキーバリアダイオードのように、ＷＢＧ材料からなるダイオードを用いる場合、この種のダイオードはシリコン材料からなるダイオードに比べて高価であり、装置のコストが増加する原因となる。
更に、図８に示した第３の従来技術では、装置が大容量化するほど電流制限用の抵抗５１や短絡用のスイッチ５２が大型化するという問題がある。
また、スイッチング素子３やコンデンサ５が短絡故障している場合には、初期充電が完了せず、抵抗５１に電流Ｉｉｎが流れ続ける。この電流Ｉｉｎは一般的な過電流保護手段（図示せず）が動作しないレベルであるため、やがて抵抗５１が焼損し、発火する危険性がある。これらの事故を防止するには、抵抗５１に直列に別のスイッチを接続したり温度ヒューズを設けたりする対策が必要になり、装置の一層の大型化やコストの増加を招くという問題がある。
また、スイッチング素子３やコンデンサ５が短絡故障している場合には、初期充電が完了せず、抵抗５１に電流Ｉｉｎが流れ続ける。この電流Ｉｉｎは一般的な過電流保護手段（図示せず）が動作しないレベルであるため、やがて抵抗５１が焼損し、発火する危険性がある。これらの事故を防止するには、抵抗５１に直列に別のスイッチを接続したり温度ヒューズを設けたりする対策が必要になり、装置の一層の大型化やコストの増加を招くという問題がある。
そこで、本発明の解決課題は、半導体素子の導通損失や逆回復損失を極力低減して全体的な効率を向上させ、しかも装置の大型化やコストの増加を防ぐようにした電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、第１の半導体スイッチング素子とファーストリカバリダイオードとコンデンサとを直列に接続してなる閉回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードと前記リアクトルとによってチョッパ回路を構成すると共に、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記チョッパ回路の入力電圧を大きさが異なる電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記チョッパ回路の入力側に電源部を構成する交流電源とブリッジ整流回路とを接続し、前記ブリッジ整流回路における少なくとも２個の整流素子に、サイリスタ、または順逆両方向に所定の耐圧を有し、かつ順方向の電流を制御可能な半導体素子を用いると共に、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせることを特徴とする。
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記チョッパ回路の入力側に電源部を構成する交流電源とブリッジ整流回路とを接続し、前記ブリッジ整流回路における少なくとも２個の整流素子に、サイリスタ、または順逆両方向に所定の耐圧を有し、かつ順方向の電流を制御可能な半導体素子を用いると共に、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせることを特徴とする。
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの直列回路の両端に接続された前記コンデンサに発生させた電圧を、前記コンデンサに並列に接続された前記負荷に供給することを特徴とする。
請求項３に係る発明は、第１の半導体スイッチング素子とファーストリカバリダイオードとコンデンサとを直列に接続してなる閉回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードと前記リアクトルとによってチョッパ回路を構成すると共に、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記チョッパ回路の入力電圧を大きさが異なる電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記コンデンサに並列に電源部を接続し、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記コンデンサと前記第１の半導体スイッチング素子と前記リアクトルとの直列回路の両端に接続された負荷に電圧を供給することを特徴とする。
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記コンデンサに並列に電源部を接続し、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記コンデンサと前記第１の半導体スイッチング素子と前記リアクトルとの直列回路の両端に接続された負荷に電圧を供給することを特徴とする。
請求項４に係る発明は、第１の半導体スイッチング素子とファーストリカバリダイオードとコンデンサとを直列に接続してなる閉回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードと前記リアクトルとによってチョッパ回路を構成すると共に、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記チョッパ回路の入力電圧を大きさが異なる電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記チョッパ回路を、前記リアクトルを共通にして複数並列に接続し、これらの複数の前記チョッパ回路の入力側に電源部を構成する交流電源を接続して各チョッパ回路を電源電圧の正負両極性に対応させることにより、交流−直流変換装置として動作させることを特徴とする。
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記チョッパ回路を、前記リアクトルを共通にして複数並列に接続し、これらの複数の前記チョッパ回路の入力側に電源部を構成する交流電源を接続して各チョッパ回路を電源電圧の正負両極性に対応させることにより、交流−直流変換装置として動作させることを特徴とする。
請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、前記チョッパ回路の入力電流が所定値を超えて過電流となった時に、前記第１の半導体スイッチング素子をオフすると共に前記第２の半導体スイッチング素子をオンすることを特徴とする。
請求項６に係る発明は、請求項１〜請求項５の何れか１項に記載した電力変換装置において、前記ファーストリカバリダイオードをワイドバンドギャップ半導体により構成したことを特徴とする。
本発明によれば、導通損失の小さい整流ダイオードと第２の半導体スイッチング素子との直列回路を、逆回復損失が小さいファーストリカバリダイオードに並列に接続し、逆回復が生じる前の順電流を第２の半導体スイッチング素子により遮断するものである。このため、整流ダイオードの逆回復を回避し、かつ、整流ダイオードの低い順電圧降下特性を利用することにより、電力変換装置の高効率化を実現することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の第１基本形態を示す回路図である。
図１において、直流電源１の両端には、リアクトル２とダイオード４とコンデンサ５とが直列に接続され、コンデンサ５には負荷６が並列に接続されている。また、ダイオード４のアノードと直流電源１の負極との間には、第１の半導体スイッチング素子３が接続されている。更に、ダイオード４には、整流ダイオード２１と第２の半導体スイッチング素子２２との直列回路が並列に接続されている。
ここで、半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子という）３，２２にはＭＯＳＦＥＴが用いられている。また、ダイオード４は、例えばファーストリカバリダイオードである。
ここで、半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子という）３，２２にはＭＯＳＦＥＴが用いられている。また、ダイオード４は、例えばファーストリカバリダイオードである。
この回路の基本的な動作は、前述した図６の回路と同様である。すなわち、スイッチング素子３のオン・オフの時比率を制御することにより、電流ＩＬを任意の値に制御することが可能であり、入力電力の制御によって電圧Ｅを入力電圧Ｖｉｎより高い任意の値に制御することができる。
ここで、スイッチング素子２２に順方向に電圧が加わる状態では、ダイオード４にも順方向に電圧が加わる。従って、スイッチング素子２２は、定常的には順方向にダイオード４の順電圧降下を超える電圧は加わらないので、耐圧が極めて低い素子を用いることができる。また、スイッチング素子２２は、逆方向に対してはその寄生ダイオード（図示せず）により導通状態となるので、逆電圧がほとんど加わらず、逆方向電流の阻止は整流ダイオード２１が担うことになる。
後述するように、スイッチング素子２２には、そのターンオフ時に配線インダクタンスに起因するサージ電圧が多少印加される。このため、例えばコンデンサ５の電圧Ｅが数１００［Ｖ］の回路では、耐圧が数１０［Ｖ］程度のスイッチング素子２２を選定する。ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、およそ耐圧の２乗に比例するので、同じ外形の素子であれば、スイッチング素子３のオン抵抗に対してスイッチング素子２２は１／１００またはそれ以下となる。
このように、スイッチング素子２２は、回路電圧が数１００［Ｖ］に対応可能な耐圧を有する素子に比べ、オン抵抗が極めて小さいため、整流ダイオード２１と直列に接続することによる順電圧降下の増加はほぼ無視することができる。
このように、スイッチング素子２２は、回路電圧が数１００［Ｖ］に対応可能な耐圧を有する素子に比べ、オン抵抗が極めて小さいため、整流ダイオード２１と直列に接続することによる順電圧降下の増加はほぼ無視することができる。
いま、スイッチング素子３がオフした際にスイッチング素子２２をオンしておくと、整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路、及びダイオード４が導通する。ここでは、整流ダイオード２１の方がダイオード４よりも順電圧降下が小さく、上述したようにスイッチング素子２２のオン抵抗はほとんど無視できるので、電流の大部分は整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路を流れ、順電圧降下は整流ダイオード２１によるものが支配的となる。
また、スイッチング素子３を再度オンする直前のタイミングでスイッチング素子２２をオフすると、電流ＩＬはダイオード４に転流する。この際、整流ダイオード２１→スイッチング素子２２→ダイオード４の一巡経路に存在する配線インダクタンス（図示せず）により、若干のサージ電圧が発生するが、このサージ電圧はスイッチング素子２２のターンオフ速度を低くすることで十分抑制可能である。
通常のスイッチング電源回路と異なり、この時にスイッチング素子２２に並列に接続される電圧源はなく、わずかにダイオード４の順電圧降下がそれに相当するのみであるから、スイッチング素子２２のターンオフ速度を低下させてもスイッチング損失は無視できる程度しか発生しない。
通常のスイッチング電源回路と異なり、この時にスイッチング素子２２に並列に接続される電圧源はなく、わずかにダイオード４の順電圧降下がそれに相当するのみであるから、スイッチング素子２２のターンオフ速度を低下させてもスイッチング損失は無視できる程度しか発生しない。
スイッチング素子３がオンすると、ダイオード４，２１には電圧Ｅとほぼ等しい大きさの逆電圧が印加され、ダイオード４は逆回復する。前述したようにダイオード４にファーストリカバリダイオードを用いることにより、逆回復損失は小さく、特にＷＢＧ材料によるショットキーバリアダイオードを用いる場合には、逆回復損失はほとんど発生しない。
一方、整流ダイオード２１については、順電流がない状態から逆電圧が印加されることになるため、逆回復現象は発生せず、整流ダイオード２１の寄生キャパシタンス（図示せず）の充電に伴うわずかな損失だけが発生する。ダイオード４が導通するのは、スイッチング素子２２がオフしてからスイッチング素子３がオンするまでのごく短い期間であるから、ダイオード４には、パルス電流耐量の許す範囲で、電流容量の小さい素子を用いることができる。
スイッチング素子２２を再度オンするタイミングは、スイッチング素子３のターンオンが終了した後であればいつでも良く、スイッチング素子３のターンオフを待つ必要はない。
スイッチング素子２２を再度オンするタイミングは、スイッチング素子３のターンオンが終了した後であればいつでも良く、スイッチング素子３のターンオフを待つ必要はない。
また、ダイオードは、パルス電流が流れる際に、過渡オン電圧と呼ばれる、通常の順電圧降下よりも高い電圧が短時間発生することがある。図１の回路では、スイッチング素子３のターンオフ時にスイッチング素子２２がオフしていると、ダイオード４にパルス電流が流れて過渡オン電圧が発生する。この過渡オン電圧は、損失増加やスイッチング素子３に印加される電圧が増加する原因になるが、スイッチング素子２２を予めオンして整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路による電流経路を形成しておくことで、ダイオード４による過渡オン電圧の発生も回避することができる。
次に、図２は本発明の第２基本形態を示す回路図である。
この第２基本形態は、図１における直流電源１に代えて整流電源を用いた例であり、整流電源は、図７と同様に、交流電源１１と整流ダイオード１３〜１６によるブリッジ整流回路とによって構成されている。なお、１２はフィルタ用のコンデンサである。
この回路は、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路として良く知られているものであり、前述したように電流ＩＬを任意に制御可能な特性を利用して、入力電流Ｉｉｎを入力電圧Ｖｉｎと同位相の正弦波としつつ電圧Ｅを所望の値に保つことができる。
ダイオード４，２１及びスイッチング素子２２の動作は第１基本形態と同様であるため、説明を省略する。
この第２基本形態は、図１における直流電源１に代えて整流電源を用いた例であり、整流電源は、図７と同様に、交流電源１１と整流ダイオード１３〜１６によるブリッジ整流回路とによって構成されている。なお、１２はフィルタ用のコンデンサである。
この回路は、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路として良く知られているものであり、前述したように電流ＩＬを任意に制御可能な特性を利用して、入力電流Ｉｉｎを入力電圧Ｖｉｎと同位相の正弦波としつつ電圧Ｅを所望の値に保つことができる。
ダイオード４，２１及びスイッチング素子２２の動作は第１基本形態と同様であるため、説明を省略する。
なお、図２の回路において、交流電源１１の瞬時電圧低下からの復帰時、あるいは他の原因による入力過電流の際に、スイッチング素子３をオフしてスイッチング素子２２をオンの状態に保てば、ダイオード４との順電圧降下の差により、電流のほとんどは整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路に流れる。つまり、従来技術としての図７，図８におけるバイパスダイオード１７と同様の役割を、整流ダイオード２１により果たすことができる。
この場合、例えば図７に対して図２における追加部品は、低耐圧のため小型のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）２２とその駆動回路のみであり、追加部品のコストはわずかであるのに加え、高価なファーストリカバリダイオード等のダイオード４の電流容量を小さくすることができる。このため、図２の回路によれば、図７の回路に比べて高効率化を図れるばかりか、コストの低減も可能である。
なお、ダイオードの順電圧降下に伴う損失を低減する別の方法として、例えば特開２０１４−７９１４４号公報に示されるように、ダイオードをＭＯＳＦＥＴに置き換える方法がある。ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダイオードにより逆方向に導通する特性を持つが、これに加えて、ＭＯＳＦＥＴ本体も、ゲートに電圧を印加すると順方向のみならず逆方向にも導通する。これは同じく抵抗特性を持つので、寄生ダイオードの順電圧降下よりも更に電圧を下げることができ、同期整流として一般に良く知られた技術である。
しかしながら、例えば図１や図２の回路において、ダイオード４をＭＯＳＦＥＴに置き換えるか、あるいは、ダイオード４に並列にＭＯＳＦＥＴを接続すると、その寄生ダイオードが逆回復を起こす。コンデンサ５の電圧Ｅが数１００[Ｖ]以上である場合、これに対応した高耐圧のＭＯＳＦＥＴが有する寄生ダイオードは一般に逆回復損失が極めて大きく、その損失により自身が破壊してしまうこともあるので、逆回復が発生する回路には原則として適用できない。これに対しては、整流ダイオード２１を高耐圧のＭＯＳＦＥＴに置き換え、スイッチング素子２２で順電流を遮断することにより逆回復を回避することができる。しかし、低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴは一般にドレイン・ソース間の寄生キャパシタンスが大きい。従って、図１や図２における整流ダイオード２１よりも大きな充電損失が発生することになり、高周波スイッチングを行う装置では、導通損失の低減効果を相殺してしまう。
以上のような理由により、図１や図２の回路におけるダイオード４をＭＯＳＦＥＴにより置き換えること等は妥当ではない。
以上のような理由により、図１や図２の回路におけるダイオード４をＭＯＳＦＥＴにより置き換えること等は妥当ではない。
次に、図３は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。この実施形態は、ブリッジ整流回路を不要とした、いわゆるブリッジレスＰＦＣ回路に本発明を適用した例である。
図３において、直流電源１１の両端にはコンデンサ１２が接続され、コンデンサ１２の一端は、リアクトル２を介して、ダイオード（ファーストリカバリダイオード）３３とスイッチング素子３１との直列接続点に接続されている。ダイオード３３とスイッチング素子３１との直列回路には、ダイオード（ファーストリカバリダイオード）３４とスイッチング素子３２との直列回路と、コンデンサ５と、負荷６とが並列に接続されている。
ここで、スイッチング素子３１，３２は、請求項における第１の半導体スイッチング素子に相当する。
図３において、直流電源１１の両端にはコンデンサ１２が接続され、コンデンサ１２の一端は、リアクトル２を介して、ダイオード（ファーストリカバリダイオード）３３とスイッチング素子３１との直列接続点に接続されている。ダイオード３３とスイッチング素子３１との直列回路には、ダイオード（ファーストリカバリダイオード）３４とスイッチング素子３２との直列回路と、コンデンサ５と、負荷６とが並列に接続されている。
ここで、スイッチング素子３１，３２は、請求項における第１の半導体スイッチング素子に相当する。
また、ダイオード３３には、スイッチング素子３７と整流ダイオード３５との直列回路が並列に接続され、ダイオード３４には、スイッチング素子３８と整流ダイオード３６との直列回路が並列に接続されている。ここで、スイッチング素子３７，３８は、請求項における第２の半導体スイッチング素子に相当する。
更に、前記コンデンサ１２の他端は、ダイオード３４とスイッチング素子３２との直列接続点に接続されている。
この実施形態においても、スイッチング素子３１，３２，３７，３８にはＭＯＳＦＥＴが用いられている。
更に、前記コンデンサ１２の他端は、ダイオード３４とスイッチング素子３２との直列接続点に接続されている。
この実施形態においても、スイッチング素子３１，３２，３７，３８にはＭＯＳＦＥＴが用いられている。
前述した図２において、例えば電流Ｉｉｎが正極性であるときにスイッチング素子３がオンした場合の電流経路は、交流電源１１→整流ダイオード１３→リアクトル２→スイッチング素子３→整流ダイオード１６→交流電源１１となり、３個の半導体素子を電流が通過する。
これに対し、図３の第１実施形態において、同じく電流Ｉｉｎが正極性であるときにスイッチング素子３がオンした場合の電流経路は、交流電源１１→リアクトル２→スイッチング素子３１→スイッチング素子３２の寄生ダイオード（図示せず）→交流電源１１となり、２個の半導体素子のみを電流が通過するため、図２に比べて導通損失を低減することができる。
これに対し、図３の第１実施形態において、同じく電流Ｉｉｎが正極性であるときにスイッチング素子３がオンした場合の電流経路は、交流電源１１→リアクトル２→スイッチング素子３１→スイッチング素子３２の寄生ダイオード（図示せず）→交流電源１１となり、２個の半導体素子のみを電流が通過するため、図２に比べて導通損失を低減することができる。
また、図３においてスイッチング素子３１がオフすると、最初に交流電源１１→リアクトル２→整流ダイオード３５→スイッチング素子３７→コンデンサ５→スイッチング素子３２の寄生ダイオード→交流電源１１の経路で電流が流れ、スイッチング素子３７がオフすると、電流はダイオード３３に転流し、その後にスイッチング素子３１を再度オンさせる。この動作は、図１の第１基本形態と同様である。
更に、電流Ｉｉｎが負極性の場合にはスイッチング素子３２、整流ダイオード３６、スイッチング素子３８、ダイオード３４からなる回路が同様の動作を行う。
更に、電流Ｉｉｎが負極性の場合にはスイッチング素子３２、整流ダイオード３６、スイッチング素子３８、ダイオード３４からなる回路が同様の動作を行う。
次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、直流電源１による入力電圧Ｖｉｎを、これより低い電圧Ｅに変換する降圧チョッパ回路に本発明を適用した例である。
図４において、直流電源１の両端にはコンデンサ５が接続されている。コンデンサ５の両端には、スイッチング素子３とダイオード４との直列回路が接続され、ダイオード４の両端には、整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路が接続されている。更に、ダイオード４の両端には、リアクトル２と負荷６との直列回路が接続されている。
ここで、ダイオード４は、前記同様にＷＢＧ材料を用いたショットキーバリアダイオード等のファーストリカバリダイオードであり、スイッチング素子３，２２にはＭＯＳＦＥＴが用いられている。
図４において、直流電源１の両端にはコンデンサ５が接続されている。コンデンサ５の両端には、スイッチング素子３とダイオード４との直列回路が接続され、ダイオード４の両端には、整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路が接続されている。更に、ダイオード４の両端には、リアクトル２と負荷６との直列回路が接続されている。
ここで、ダイオード４は、前記同様にＷＢＧ材料を用いたショットキーバリアダイオード等のファーストリカバリダイオードであり、スイッチング素子３，２２にはＭＯＳＦＥＴが用いられている。
この回路では、スイッチング素子３のオンにより負荷６に電流が流れると共に、リアクトル２にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子３がオフしてスイッチング素子２２がオンすると、電流ＩＬが整流ダイオード２１とスイッチング素子２２との直列回路に流れ、スイッチング素子２２がオフすると、電流ＩＬがダイオード４に転流する。その後、スイッチング素子３が再度オンすると、ダイオード４が逆回復する。
この回路において、スイッチング素子３をオフした後のダイオード４，２１の機能やスイッチング素子２２の機能は、図１，図２の回路と同様であるため、説明を省略する。
この回路において、スイッチング素子３をオフした後のダイオード４，２１の機能やスイッチング素子２２の機能は、図１，図２の回路と同様であるため、説明を省略する。
次いで、図５は本発明の第３実施形態を示す回路図であり、図２に示した第２基本形態の変形例に相当する。
すなわち、図５の第３実施形態では、図２におけるブリッジ整流回路内のダイオード１３，１５をサイリスタ１３Ｔ，１５Ｔにそれぞれ置き換えている。その他の構成は図２と同様である。なお、サイリスタ１３Ｔ，１５Ｔの代わりに、順逆両方向に所定の耐圧を有し、順方向の電流を制御可能な半導体素子を用いても良い。
すなわち、図５の第３実施形態では、図２におけるブリッジ整流回路内のダイオード１３，１５をサイリスタ１３Ｔ，１５Ｔにそれぞれ置き換えている。その他の構成は図２と同様である。なお、サイリスタ１３Ｔ，１５Ｔの代わりに、順逆両方向に所定の耐圧を有し、順方向の電流を制御可能な半導体素子を用いても良い。
前述したように、図８に示した第３の従来技術では、装置の大容量化により抵抗５１やスイッチ５２が大型化する、スイッチング素子３等の短絡故障時に抵抗５１が焼損する、等のおそれがあり、これらは、コンデンサ５の初期充電回路（抵抗５１及びスイッチ５２）の構成に起因している。図５に示す第３実施形態は、上記の問題を解決するためのものである。
第３実施形態では、コンデンサ５を初期充電する際に、入力電圧Ｖｉｎの瞬時値が低下する電気角９０°〜１８０°の期間、あるいは２７０°〜３６０°の期間で、かつコンデンサ５の電圧Ｅにほぼ等しいタイミングでサイリスタ１３Ｔまたは１５Ｔがオンするように位相制御する。これにより、図８における抵抗５１やスイッチ５２を用いずに突入電流の流入を防止することができ、装置の小型化や安全性の向上を図ることができる。図５において、サイリスタ１３Ｔ，１５Ｔの導通期間中に入力電圧Ｖｉｎが急増した場合には、サイリスタ１３Ｔ，１５Ｔの出力側（カソード）に直列に接続されたリアクトル２が過電流の抑制機能を果たす。しかし、ダイオード４のサージ電流耐量を上回る電流が流入する可能性がある。そこで、初期充電中にあらかじめＭＯＳＦＥＴ２２をオンさせておけば、流入電流の大半は整流ダイオード２１とＭＯＳＦＥＴ２２を流れる。整流ダイオード２１とＭＯＳＦＥＴ２２とは、ダイオード４よりも順電圧降下が小さく、サージ電流耐量が大きいため、サージ電流による損傷を回避できる。
以上説明したように、第１〜第３実施形態においては、導通損失の小さい整流ダイオード２１，３５，３６と第２の半導体スイッチング素子２２，３７，３８との直列回路を、逆回復損失が小さいダイオード（ファーストリカバリダイオード）４，３３，３４に並列に接続し、逆回復が生じる前の順電流を第２の半導体スイッチング素子２２，３７，３８により遮断している。このため、整流ダイオード２２，３７，３８の逆回復を回避し、かつ、整流ダイオード２２，３７，３８が有する低い順電圧降下特性を利用することができ、逆回復損失及び導通損失を低減して高効率の電力変換装置を実現することが可能である。
本発明は、いわゆる昇圧チョッパ回路や降圧チョッパ回路など、負荷に直流電圧を供給する各種の電力変換装置に利用することができる。
１：直流電源
２：リアクトル
３，２２，３１，３２，３７，３８：半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
４，３３，３４：ダイオード（ファーストリカバリダイオード）
５，１２：コンデンサ
６：負荷
１１：交流電源
１３〜１６：整流ダイオード
１３Ｔ，１５Ｔ：サイリスタ
２１，３５，３６：整流ダイオード
２：リアクトル
３，２２，３１，３２，３７，３８：半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
４，３３，３４：ダイオード（ファーストリカバリダイオード）
５，１２：コンデンサ
６：負荷
１１：交流電源
１３〜１６：整流ダイオード
１３Ｔ，１５Ｔ：サイリスタ
２１，３５，３６：整流ダイオード
Claims (6)
- 第１の半導体スイッチング素子とファーストリカバリダイオードとコンデンサとを直列に接続してなる閉回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードと前記リアクトルとによってチョッパ回路を構成すると共に、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記チョッパ回路の入力電圧を大きさが異なる電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記チョッパ回路の入力側に電源部を構成する交流電源とブリッジ整流回路とを接続し、前記ブリッジ整流回路における少なくとも２個の整流素子に、サイリスタ、または順逆両方向に所定の耐圧を有し、かつ順方向の電流を制御可能な半導体素子を用いると共に、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１に記載した電力変換装置において、
前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの直列回路の両端に接続された前記コンデンサに発生させた電圧を、前記コンデンサに並列に接続された前記負荷に供給することを特徴とする電力変換装置。 - 第１の半導体スイッチング素子とファーストリカバリダイオードとコンデンサとを直列に接続してなる閉回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードと前記リアクトルとによってチョッパ回路を構成すると共に、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記チョッパ回路の入力電圧を大きさが異なる電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記コンデンサに並列に電源部を接続し、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記コンデンサと前記第１の半導体スイッチング素子と前記リアクトルとの直列回路の両端に接続された負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。 - 第１の半導体スイッチング素子とファーストリカバリダイオードとコンデンサとを直列に接続してなる閉回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１の半導体スイッチング素子と前記ファーストリカバリダイオードと前記リアクトルとによってチョッパ回路を構成すると共に、前記第１の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、前記チョッパ回路の入力電圧を大きさが異なる電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の半導体スイッチング素子のオン時に前記リアクトルを流れる電流が前記第１の半導体スイッチング素子を流れ、前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルを流れる電流が前記ファーストリカバリダイオードを流れるようにした電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードに並列に、前記ファーストリカバリダイオードよりも逆回復損失が大きいと共に順電圧降下の小さい整流ダイオードと、前記第１の半導体スイッチング素子よりも低耐圧であって順電圧降下の小さい第２の半導体スイッチング素子との直列回路を接続し、
前記第１の半導体スイッチング素子のオフ時に前記第２の半導体スイッチング素子をオンさせ、前記第１の半導体スイッチング素子がオフからオンへ移行する前のタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記チョッパ回路を、前記リアクトルを共通にして複数並列に接続し、これらの複数の前記チョッパ回路の入力側に電源部を構成する交流電源を接続して各チョッパ回路を電源電圧の正負両極性に対応させることにより、交流−直流変換装置として動作させることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記チョッパ回路の入力電流が所定値を超えて過電流となった時に、前記第１の半導体スイッチング素子をオフすると共に前記第２の半導体スイッチング素子をオンすることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１〜請求項５の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記ファーストリカバリダイオードをワイドバンドギャップ半導体により構成したことを特徴とする電力変換装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015117890 | 2015-06-11 | ||
| JP2015117890 | 2015-06-11 | ||
| PCT/JP2016/062196 WO2016199497A1 (ja) | 2015-06-11 | 2016-04-18 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2016199497A1 JPWO2016199497A1 (ja) | 2017-10-12 |
| JP6288534B2 true JP6288534B2 (ja) | 2018-03-07 |
Family
ID=57503493
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2017523142A Active JP6288534B2 (ja) | 2015-06-11 | 2016-04-18 | 電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9979286B2 (ja) |
| JP (1) | JP6288534B2 (ja) |
| DE (1) | DE112016000220B4 (ja) |
| WO (1) | WO2016199497A1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110870185A (zh) * | 2017-09-22 | 2020-03-06 | 华为技术有限公司 | 混合升压转换器 |
| US11575323B2 (en) * | 2018-07-19 | 2023-02-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Rectifier circuit, power source device, and method for driving rectifier circuit |
| JP7157640B2 (ja) * | 2018-11-28 | 2022-10-20 | 株式会社Soken | 電力変換装置の制御装置 |
| JP7263893B2 (ja) * | 2019-04-04 | 2023-04-25 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置および電源装置 |
| US11251696B2 (en) | 2019-05-31 | 2022-02-15 | Stmicroelectronics Ltd | Discharge of an AC capacitor |
| WO2021006340A1 (ja) * | 2019-07-10 | 2021-01-14 | 富士電機株式会社 | 直流電源装置 |
| CN110707077A (zh) * | 2019-09-12 | 2020-01-17 | 华为技术有限公司 | 二极管分立器件、带旁路功能的电路及变换器 |
| FR3106454B1 (fr) | 2020-01-21 | 2022-06-03 | St Microelectronics Ltd | Décharge de condensateur |
| CN113497613A (zh) * | 2020-04-03 | 2021-10-12 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 复合开关电路结构 |
| TW202207600A (zh) * | 2020-07-10 | 2022-02-16 | 日商Ｆｌｏｓｆｉａ股份有限公司 | 電力轉換電路及電力轉換系統 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6043705A (en) * | 1998-03-25 | 2000-03-28 | Lucent Technologies Inc. | Boost converter having extended holdup time and method of operation |
| US20080316779A1 (en) * | 2007-06-19 | 2008-12-25 | Chandrasekaran Jayaraman | System and method for estimating input power for a power processing circuit |
| JP5171776B2 (ja) | 2009-09-30 | 2013-03-27 | 株式会社日立製作所 | 半導体装置、及びそれを用いた電力変換装置 |
| JP5521796B2 (ja) | 2009-11-26 | 2014-06-18 | 富士電機株式会社 | 整流回路 |
| JP5645565B2 (ja) | 2010-09-15 | 2014-12-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および太陽光発電システム |
| JP5264849B2 (ja) * | 2010-09-27 | 2013-08-14 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及び冷凍空気調和装置 |
| JP6065262B2 (ja) | 2012-10-12 | 2017-01-25 | 富士電機株式会社 | 電源装置 |
| JP6213183B2 (ja) * | 2013-11-21 | 2017-10-18 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源回路 |
| TWI524638B (zh) * | 2014-05-23 | 2016-03-01 | 華碩電腦股份有限公司 | 升壓轉換器及其供電控制方法 |
| JP2015226441A (ja) * | 2014-05-30 | 2015-12-14 | 株式会社富士通ゼネラル | 直流電源装置 |
| US9729055B1 (en) * | 2014-10-23 | 2017-08-08 | General Electric Company | Systems and methods of increasing power converter efficiency |
-
2016
- 2016-04-18 JP JP2017523142A patent/JP6288534B2/ja active Active
- 2016-04-18 WO PCT/JP2016/062196 patent/WO2016199497A1/ja active Application Filing
- 2016-04-18 DE DE112016000220.3T patent/DE112016000220B4/de active Active
-
2017
- 2017-07-05 US US15/641,929 patent/US9979286B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE112016000220B4 (de) | 2021-10-14 |
| US20170302169A1 (en) | 2017-10-19 |
| WO2016199497A1 (ja) | 2016-12-15 |
| US9979286B2 (en) | 2018-05-22 |
| DE112016000220T5 (de) | 2017-09-28 |
| JPWO2016199497A1 (ja) | 2017-10-12 |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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