DE112016000220T5 - Leistungswandlungsausrüstung - Google Patents

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Abstract

Die Erfindung sieht eine Leistungsumwandlungsausrüsttung vor, bei der der Halbleiterverlust reduziert und die Effizienz erhöht ist und eine Zunahme der Ausrüstungsgröße und -kosten vermieden ist. Eine Leistungswandlungsausrüstung, enthaltend einen geschlossenen Kreis, der durch ein erstes Schaltgerät 3, eine schnelle Diode 4 und einen Kondensator 5 und einen Induktor 2 ausgebildet ist, ist derart, dass eine Chopperschaltung aus dem Schaltgerät 3, der Diode 4 und dem Induktor 2 konfiguriert ist, wobei eine Eingangsspannung durch einen Betriebsvorgang des Schaltgeräts 3 in eine vorgegebene Spannung umgewandelt wird und Strom des Induktors 2 gemäß einem Ein-Zustand oder Aus-Zustand des Schaltgeräts 3 durch das Schaltgerät 3 oder die Diode 4 fließt, wobei eine Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode 21 mit einem großen Rückholverlust und einem kleinen Vorwärtsspannungsabfall und eines Schaltgeräts 22 mit einer niedrigen Durchbruchspannung und einem kleinen Vorwärtsspannungsabfall mit der Diode 4 parallel geschaltet sind, wobei das Schaltgerät 22 eingeschaltet wird, wenn das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird, und das Schaltgerät 22 ausgeschaltet wird, bevor das Schaltgerät 3 in einen Ein-Zustand umschaltet.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Technologie zum Reduzieren von Verlust in einem Halbleiterbauelement, wodurch erhöhte Effizienz einer Leistungswandlungsausrüstung erzielt wird.
  • Stand der Technik
  • 6 ist ein Schaltplan, der eine erste bestehende Technologie einer Leistungswandlungsausrüstung zeigt, die als Aufwärts-Chopperschaltung allgemein bekannt ist. In 6 ist 1 eine Gleichstromleistungsversorgung, 2 ein Induktor, 3 ein Halbleiterschaltgerät (im Folgenden einfach als Schaltgerät bezeichnet), das aus einem MOSFET ausgebildet ist, 4 eine Diode, 5 ein Kondensator und 6 eine Last.
  • Hierbei wird zuweilen ein IGBT (bipolarer Transistor mit isoliertem Gate) oder BJT (bipolarer Transistor) anstelle des MOSFET als das Schaltgerät 3 benutzt.
  • Ein Betrieb der Schaltung geht folgendermaßen vor sich.
  • Wenn das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird, wird eine Spannung, die praktisch äquivalent zu einer Spannung Vin der Gleichstromleistungsversorgung 1 ist, beiden Enden des Induktors 2 zugeführt, und Strom fließt entlang einen Weg von der Gleichstromleistungsversorgung 1 durch den Induktor 2 und das Schaltgerät 3 zur Gleichstromleistungsversorgung 1. Dabei nimmt ein Strom IL des Induktors 2 allmählich zu. Als Nächstes fließt, wenn das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird, Strom entlang einen Weg von der Gleichstromleistungsversorgung 1 durch den Induktor 1, die Diode 4 und den Kondensator 5 zur Gleichstromleistungsversorgung 1, und eine Differenz zwischen der Eingangsspannung Vin und einer Spannung E des Kondensators 5 liegt am Induktor 2 an.
  • Gemäß einem Prinzip, das im Folgenden beschrieben wird, ist ein Zustand derart, dass Vin < E zur Zeit des Normalbetriebs ist, weswegen der Strom IL des Induktors 2 abnimmt. Durch Steuern eines Zeitverhältnisses von Ein- und Auszuständen des Schaltgeräts 3 kann der Strom IL auf einem willkürlichen Wert gesteuert werden. Außerdem wird, wenn eine Eingangsleistung größer als ein leistungsverbrauch der Last 6 ist, eine Differenz zwischen den zwei Leistungen im Kondensator 5 akkumuliert und die Spannung E steigt, während, wenn die Eingangsleistung kleiner als der Leistungsverbrauch ist, die Leistungsdifferenz durch Entladen des Kondensators 5 der Last 6 zugeführt wird, weswegen die Spannung E abnimmt.
  • Gemäß diesem Verfahren kann die Spannung E auf einem willkürlichen Wert gesteuert werden, der höher als die Eingangsspannung Vin ist.
  • Dabei bleibt, selbst wenn ein Aus-Zustand ohne Betreiben des Schaltgeräts 3 weitergeführt wird, der Stromweg von der Gleichstromleistungsversorgung 1 durch den Induktor 2, die Diode 4 und den Kondensator 5 konstant bestehen, weswegen es nicht vorkommt, dass die Spannung E konstant unter die Eingangsspannung Vin fällt.
  • In der Schaltung von 6 wird der Diode 4 eine Sperrspannung zugeführt, wenn das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird, weswegen ein Sperrstrom – ein sogenannter Rückstrom – momentan einen Weg entlang vom Kondensator 5 durch die Diode 4 und das Schaltgerät 3 zum Kondensator 5 fließt, wonach die Diode 4 ausgeschaltet wird. Verlust aufgrund dieses Rückstroms, d. h. Rückverlust, tritt jedes Mal auf, wenn das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird.
  • Um die Größe des Induktors 2 zu reduzieren, kann eine Schaltfrequenz des Schaltgeräts 3 von mehreren Kilohertz auf, in bestimmten Fällen, mehrere Hundert Kilohertz und mehr erhöht werden, weswegen der Rückverlust, wenn das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird, erwünschterweise äußerst klein ist. Aus diesem Grund wird eine schnelle Diode mit einem kleinen Rückverlust gewöhnlich als die Diode 4 benutzt. Insbesondere eine Schottky-Diode, die ein WBG-Material (mit breiter Bandlücke) wie etwa SiC (Siliciumcarbid) oder GaN (Galliumnitrid) nutzt, weist einen äußerst kleinen Rückverlust auf und ist daher für diese Anwendungsart angemessen.
  • Daneben ist 7 ein Schaltplan, der eine zweite bestehende Technologie zeigt, wobei einem Teil, das dieselbe Funktion wie ein Teil in 6 aufweist, dasselbe Bezugszeichen zugeordnet ist.
  • In 7 ist 11 eine Wechselstromleistungsversorgung, 12 ein Kondensator, 13 bis 16 Gleichrichterdioden, die eine Brückengleichrichterschaltung konfigurieren, und 17 eine Bypass-Diode.
  • Hierbei sackt, da die Wechselstromleistungsversorgung 11 häufig mit einem Wechselstromleistungssystem verbunden ist, Spannung durch und zeitweilige Unterbrechungen, die durch Blitzeinschlag im Leistungssystem oder dergleichen verursacht sind, d. h. ein Spannungsabfall oder Stromausfall in einem Ausmaß innerhalb von mehreren Wechselstromzyklen, treten bisweilen auf. Auch wenn diese Art zeitweiligen Spannungsabfalls oder Stromausfalls auftritt und eine Leistungsversorgung auf der Eingangsseite unterbrochen wird, geht der Leistungsverbrauch durch die Last 6 weiter, weswegen die Spannung E des Kondensators 5 abfällt.
  • Ferner tritt, wenn die Eingangsspannung Vin auf einen Dauerzustandswert zurückkehrt, nachdem die Spannung E niedriger als ein Spitzenwert der Eingangsspannung Vin wird, wenn ein Dauerzustand vorliegt, eine Periode, für die der Strom IL ohne abzunehmen in den Kondensator 5 fließt, auf, selbst wenn das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird. Wenn der Strom IL übermäßig wird, wird das Schaltgerät 3 ausgeschaltet, weswegen der Strom IL in die Diode 4 fließt. Obgleich normalerweise, wie oben angeführt, eine schnelle Diode als die Diode 4 benutzt wird, ist ein Kennzeichen einer schnellen Diode derart, dass Widerstand gegen einen Stoßstrom im Vergleich zu jenem einer Gleichrichterdiode niedrig ist. Infolgedessen bestehen, selbst wenn ein Strom ein Ausmaß aufweist, dem die Gleichrichterdioden 13 bis 16 standhalten können, Bedenken, dass die Diode 4 durch den Strom beschädigt wird.
  • Um die oben angeführte Beschädigung der Diode 4 zu verhindern, ist die bestehende Technologie von 7 derart, dass bewirkt wird, dass der Strom die Diode 4 durch die vorgesehene Bypass-Diode 17 umgeht. Dadurch liegt keine Spannung, die einen Vorwärtsspannungsabfall der Bypass-Diode 17 übersteigt, am Induktor 2 an, eine Zunahme des Stroms IL ist verhindert, und die Diode 4 ist geschützt.
  • Dadurch, dass die Bypass-Diode 17 in der Position, die in 7 gezeigt ist, verbunden ist, wird der Bypass-Diode 17 zur Zeit des Normalbetriebs keine Hochfrequenzimpulsspannung zugeführt, weswegen keine Rückholung auftritt. Infolgedessen kann eine Gleichrichterdiode mit hohem Stoßstromwiderstand als die Bypass-Diode 17 gleicherweise wie für die Gleichrichterdioden 13 bis 16 benutzt werden.
  • Dieselbe Schaltung wie jene in 7 ist beispielsweise in PTL 1 beschrieben.
  • Als Nächstes ist 8 ein Schaltplan, der eine dritte bestehende Technologie zeigt. Diese bestehende Technologie ist derart, dass ein Strombegrenzungswiderstand 51 zwischen einem Ende der Wechselstromleistungsversorgung 11 und einem Ende des Kondensators 12 von 7 verbunden ist und ein Schalter (Kurzschlussrelais) 52 mit dem Widerstand 51 parallel geschaltet ist.
  • In 8 ist einem Teil, das dieselbe Funktion wie ein Teil in 7 aufweist, dasselbe Bezugszeichen zugeordnet.
  • In 8 ist eine solche Funktion, dass Strom durch den Widerstand 51 beim anfänglichen Laden des Kondensators 5 begrenzt wird und ein Einschaltstromstoß dadurch verhindert wird, dass der Schalter 52 eingeschaltet wird, nachdem das Laden abgeschlossen ist, wodurch die zwei Enden des Widerstands 51 kurzgeschlossen werden, zusätzlich zu der Funktion enthalten, die durch die bestehende Technologie in 7 beinhaltet ist.
  • Zitierliste
  • Patentliteratur
    • PTL 1: JP-A-2012-065441 (Absatz [0013] bis [0027], 1 und dergleichen)
  • Kurzdarstellung der Erfindung
  • Technisches Problem
  • In den vergangenen Jahren wurde zur Bekämpfung von Umweltproblemen eine weitere Erhöhung der Effizienz auch von einer Leistungswandlungsausrüstung erfordert, die eine Leistungsversorgungsausrüstung oder dergleichen konfiguriert. Das Reduzieren von Leitungsverlust aufgrund von Vorwärtsspannungsabfall in einem Halbleiterbauelement wird als ein Mittel zum Erhöhen der Effizienz einer Leistungswandlungsausrüstung vorgeschlagen.
  • Beispielsweise weist, wenn ein MOSFET als das Schaltgerät 3 in 6 bis 8 benutzt ist, der MOSFET Widerstandskennzeichen auf, wenn er leitend ist, weswegen Leitungsverlust, zumindest in der Theorie, dadurch unbegrenzt nahe Null gebracht werden kann, dass eine Anzahl von parallelen Verbindungen erhöht wird.
  • Dabei weist ein Vorwärtsspannungsabfall einer Diode eine feststehende Größenordnung auf, die nicht von Strom abhängt. Daher besteht eine Grenze für eine Reduktion von Leitungsverlust, auch wenn eine Anzahl der Diode 4 von 6 bis 8, die parallel geschaltet sind, erhöht wird. Insbesondere ist, obgleich eine schnelle Diode dahingehend einen Vorteil aufweist, dass Rückholverlust klein ist, ein Vorwärtsspannungsabfall im Vergleich zu jenem einer sogenannten Gleichrichterdiode, die eine Aufgabe zum Gleichrichten einer kommerziellen Frequenz aufweist, groß.
  • Infolgedessen verursacht beim Bekämpfen durch Ersetzen einer schnellen Diode durch eine Gleichrichterdiode, Parallelschalten von Gleichrichterdioden oder dergleichen die Gleichrichterdiode einen äußerst großen Rückholverlust, weswegen die Aufgabe des Erhöhens der Effizienz nicht gelöst werden kann.
  • Außerdem ist, wenn eine Diode benutzt wird, die aus einem WBG-Material ausgebildet ist, wie etwa eine Schottky-Diode, diese Art Diode im Vergleich zu einer Diode, die aus Siliciummaterial ausgebildet ist, kostspielig und verursacht eine Erhöhung der Ausrüstungskosten.
  • Zudem weist die dritte Technologie, die in 8 gezeigt ist, dahingehend ein Problem auf, dass, je mehr die Ausrüstungskapazität zunimmt, desto mehr die Größen des Strombegrenzungswiderstands 51 und des Kurzschlussschalters 52 zunehmen.
  • Außerdem fließt, wenn ein Kurzschlussfehler im Schaltgerät 3 oder Kondensator 5 auftritt, ein Strom Iin weiter in den Widerstand 51, ohne dass die anfängliche Ladung abgeschlossen wird. Da der Strom Iin einen derartigen Pegel aufweist, dass allgemeine Überstromschutzmittel (nicht gezeigt) nicht arbeiten, besteht eine Gefahr, dass der Widerstand 51 in Kürze ausbrennt und zündet. Um diese Unfälle zu vermeiden, ist eine Gegenmaßnahme notwendig, wie etwa das Schalten eines weiteren Schalters in Reihe mit dem Widerstand 51 oder Vorsehen einer Temperatursicherung, und es besteht ein Problem, dass dies zu einer weiteren Erhöhung der Ausrüstungsgröße und -kosten führt.
  • Daher ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Leistungswandlungsausrüstung derart vorzusehen, dass Halbleiterbauelementleitungsverlust und Rückholverlust auf ein Äußerstes reduziert werden und Gesamteffizienz erhöht wird und zudem eine Erhöhung der Ausrüstungsgröße und -kosten verhindert wird.
  • Problemlösung
  • Zum Lösen der oben beschriebenen Aufgabe ist die Erfindung gemäß Anspruch 1 eine Leistungswandlungsausrüstung, enthaltend einen geschlossenen Kreis (oder Schaltkreis), der durch ein erstes Halbleiterschaltgerät, eine schnelle Diode (fast recovery diode) und einen Kondensator, die in Reihe geschaltet sind, ausgebildet ist, und einen Induktor, von dem ein Ende mit einem Verbindungspunkt des ersten Halbleiterschaltgeräts und der schnellen Diode verbunden ist, wobei die Leistungswandlungsausrüstung eine Chopperschaltung mit dem ersten Halbleiterschaltgerät, der schnellen Diode und dem Induktor konfiguriert, eine Eingangsspannung der Chopperschaltung unter Anwendung eines Schaltvorgangs des ersten Halbleiterschaltgeräts in eine Spannung einer abweichenden Größenordnung umwandelt und die umgewandelte Spannung einer Last zuführt, wobei der Strom, der durch den Induktor fließt, wenn das erste Halbleiterschaltgerät eingeschaltet wird, durch das erste Halbleiterschaltgerät fließt, und Strom, der durch den Induktor fließt, wenn das erste Halbleiterschaltgerät ausgeschaltet wird, durch die schnelle Diode fließt, wobei eine Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode mit einem größeren Rückholverlust und kleinerem Vorwärtsspannungsabfall als jenem der schnellen Diode und eines zweiten Halbleiterschaltgeräts mit einer niedrigeren Durchbruchspannung und kleinerem Vorwärtsspannungsabfall als jener des ersten Halbleiterschaltgeräts mit der schnellen Diode parallel geschaltet ist, wobei das zweite Halbleiterschaltgerät eingeschaltet wird, wenn das erste Halbleiterschaltgerät ausgeschaltet wird, und das zweite Halbleiterschaltgerät mit einer Zeitabstimmung ausgeschaltet wird, bevor das erste Halbleiterschaltgerät aus einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand umschaltet.
  • Die Erfindung gemäß Anspruch 2 konfiguriert eine sogenannte Aufwärts-Chopperschaltung, wobei die Leistungsumwandlungsausrüstung gemäß Anspruch 1 derart ist, dass eine Leistungszufuhreinheit mit beiden Enden einer Reihenschaltung des Induktors und des ersten Halbleiterschaltgeräts verbunden ist, und Spannung, die im Kondensator erzeugt wird, der mit beiden Enden einer Reihenschaltung des ersten Halbleiterschaltgeräts und der schnellen Diode verbunden ist, der Last, die mit dem Kondensator parallel geschaltet ist, durch einen Schaltvorgang des ersten Halbleiterschaltgeräts zugeführt wird.
  • Die Erfindung gemäß Anspruch 3, konfiguriert eine sogenannte Abwärts-Chopperschaltung, wobei die Leistungswandlungsausrüstung gemäß Anspruch 1 derart ist, dass der Kondensator mit beiden Enden einer Reihenschaltung des ersten Halbleiterschaltgeräts und der Diode verbunden ist und eine Spannungszufuhreinheit mit dem Kondensator parallel geschaltet ist, und der Last, die mit beiden Enden einer Reihenschaltung des Kondensators, des ersten Halbleiterschaltgeräts und des Induktors durch einen Schaltvorgang des ersten Halbleiterschaltgeräts Spannung zugeführt wird.
  • Die Erfindung gemäß Anspruch 4 ist die Leistungswandlungsausrüstung gemäß Anspruch 1, wobei eine Wechselstromleistungsversorgung, die eine Leistungszufuhreinheit konfiguriert, und eine Brückengleichrichterschaltung mit einer Eingangsseite der Chopperschaltung verbunden sind, oder eine Wechselstromleistungsversorgung, die eine Leistungszufuhreinheit konfiguriert, mit den Eingangsseiten von mehreren Chopperschaltungen verbunden ist, und wobei bewirkt ist, dass die Chopperschaltung als Wechselstrom/Gleichstrom-Leistungswandlungsausrüstung arbeitet, indem bewirkt ist, dass sie sowohl auf negative als auch positive Polarität von Leistungszufuhrspannung anspricht.
  • Die Erfindung gemäß Anspruch 5 ist die Leistungswandlungsausrüstung gemäß Anspruch 1, wobei das erste Halbleiterschaltgerät ausgeschaltet wird und das zweite Halbleiterschaltgerät eingeschaltet wird, wenn ein Eingangsstrom der Chopperschaltung einen vorgegebenen Wert übersteigt und zu einem Überstrom wird.
  • Die Erfindung gemäß Anspruch 6 ist die Leistungswandlungsausrüstung gemäß Anspruch 1, wobei eine Wechselstromleistungsversorgung, die eine Leistungszufuhreinheit konfiguriert, und eine Brückengleichrichterschaltung mit einer Eingangsseite der Chopperschaltung verbunden sind, und wobei Thyristoren oder Halbleiterbauelemente, die eine vorgegebene Durchbruchspannung sowohl in der Vorwärts- als auch in der Rückwärtsrichtung aufweisen und Strom in Vorwärtsrichtung steuern können, als zumindest zwei Gleichrichtergeräte in der Brückengleichrichterschaltung benutzt sind.
  • Die Erfindung gemäß Anspruch 7 ist die Leistungswandlungsausrüstung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die schnelle Diode aus einem Halbleiter mit breiter Bandlücke konfiguriert ist.
  • Vorteilhafte Auswirkungen der Erfindung
  • Gemäß der Erfindung ist eine Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode, die kleinen Leitungsverlust aufweist, und eines zweiten Halbleiterschaltgeräts mit einer schnellen Diode parallel geschaltet, die kleinen Rückholverlust aufweist, und Auftreten von Vorwärtsstrom vor Rückholung wird durch das zweite Halbleiterschaltgerät blockiert. Deswegen ist Rückholung der Gleichrichterdiode vermieden, und es wird ein niedriges Vorwärtsspannungsabfallkennzeichen der Gleichrichterdiode genutzt, wodurch eine Erhöhung der Effizienz einer Leistungswandlungsausrüstung verwirklicht werden kann.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Schaltplan, der eine erste Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 2 ist ein Schaltplan, der eine zweite Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 3 ist ein Schaltplan, der eine dritte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 4 ist ein Schaltplan, der eine vierte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 5 ist ein Schaltplan, der eine fünfte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 6 ist ein Schaltplan, der eine erste bestehende Technologie zeigt.
  • 7 ist ein Schaltplan, der eine zweite bestehende Technologie zeigt.
  • 8 ist ein Schaltplan, der eine dritte bestehende Technologie zeigt.
  • Beschreibung von Ausführungsformen
  • Im Folgenden werden auf Grundlage der Zeichnungen Ausführungsformen der Erfindung beschrieben.
  • 1 ist ein Schaltplan, der eine erste Ausführungsform der Erfindung zeigt. Obgleich ein Abschnitt der Schaltung von 1 derselbe wie in 6 ist, wird im Folgenden eine Gesamtkonfiguration der Schaltung von 1 beschrieben, um die Ausführungsform zu verdeutlichen.
  • In 1 sind ein Induktor 2, eine Diode 4 und ein Kondensator 5 in Reihe mit beiden Enden einer Gleichstromleistungsversorgung 1 verbunden, und eine Last 6 ist mit dem Kondensator 5 parallel geschaltet. Außerdem ist ein erstes Halbleiterschaltgerät 3 zwischen einer Anode der Diode 4 und einer negativen Elektrode der Gleichstromleistungsversorgung 1 verbunden. Zudem ist eine Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode 21 und eines zweiten Halbleiterschaltgeräts 22 mit der Diode parallel geschaltet.
  • Hierbei werden MOSFETs als die Halbleiterschaltgeräte (im Folgenden einfach als Schaltgeräte bezeichnet) 3 und 22 benutzt. Außerdem ist die Diode 4 beispielsweise eine schnelle Diode.
  • Ein Grundbetrieb dieser Schaltung ist derselbe wie jener der vorher beschriebenen Schaltung von 6. Das bedeutet, dass ein Strom IL durch Steuern eines Zeitverhältnisses von Ein- und Aus-Zuständen des Schaltgeräts 3 zu einem willkürlichen Wert gesteuert werden kann, und dass eine Spannung E durch Steuern einer Eingangsleistung zu einem willkürlichen Wert gesteuert werden kann, der höher als eine Eingangsspannung Vin ist.
  • Hierbei wird in einem Zustand, in dem Schaltgerät 22 Spannung in einer Vorwärtsrichtung zugeführt wird, der Diode 4 ebenfalls Spannung in einer Vorwärtsrichtung zugeführt. Infolgedessen kann, da dem Schaltgerät 22 keine Spannung, die einen Vorwärtsspannungsabfall der Diode 4 übersteigt, konstant in einer Vorwärtsrichtung zugeführt wird, ein Gerät mit einer äußerst niedrigen Durchbruchspannung als das Schaltgerät 22 benutzt werden. Außerdem wird, da das Schaltgerät 22 aufgrund einer parasitären Diode davon (nicht gezeigt) in einem leitfähigen Zustand in einer Umkehrrichtung ist, kaum Sperrspannung zugeführt, und das Blockieren von Sperrstrom fällt in die Zuständigkeit der Gleichrichterdiode 21.
  • Wie im Folgenden beschrieben, wird dem Schaltgerät 22 eine gewisse Menge von Stoßstrom, der durch Verdrahtungsinduktanz verursacht ist, zugeführt, wenn das Schaltgerät 22 ausgeschaltet wird. Deswegen wird beispielsweise das Schaltgerät 22 mit einer Durchbruchspannung im Bereich von mehreren Dutzend Volt für eine Schaltung ausgewählt, in der die Spannung E des Kondensators 5 mehrere Hundert Volt beträgt. Da ein Widerstand im Ein-Zustand eines MOSFET ungefähr proportional zum Quadrat der Durchbruchspannung ist, beträgt der Widerstand im Ein-Zustand des Schaltgeräts 22 ein Hundertstel oder weniger des Widerstands im Ein-Zustand des Schaltgeräts 3, vorausgesetzt, dass die Gerate dieselbe äußere Form aufweisen.
  • Dadurch weist das Schaltgerät 22 einen äußerst niedrigen Widerstand im Ein-Zustand im Vergleich zu einem Gerät mit einer Durchbruchspannung auf, die einer Schaltungsspannung von mehreren Hundert Volt standhalten kann, weswegen eine Zunahme des Vorwärtsspannungsabfalls aufgrund der Schaltung in Reihe mit der Gleichrichterdiode 21 praktisch vernachlässigt werden kann.
  • Auf das Einschalten des Schaltgeräts 22 hin, wenn das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird, werden die Reihenschaltung der Gleichrichterdiode 21 und des Schaltgeräts 22 und die Diode 4 leitend. Hierbei ist der Vorwärtsspannungsabfall der Gleichrichterdiode 21 kleiner als jener der Diode 4, und der Widerstand im Ein-Zustand des Schaltgeräts 22 kann praktisch vernachlässigt werden, wie obenstehend beschrieben, weswegen ein Großteil des Stroms durch die Reihenschaltung der Gleichrichterdiode 21 und des Schaltgeräts 22 fließt und der Vorwärtsspannungsabfall der Gleichrichterdiode 21 vorherrschend ist.
  • Außerdem wird, wenn das Schaltgerät 22 mit einer Zeitabstimmung ausgeschaltet wird, unmittelbar bevor das Schaltgerät 3 wieder eingeschaltet wird, der Strom IL in die Diode 4 gewendet. Dabei wird eine geringfügige Stoßspannung durch Verdrahtungsinduktanz (nicht gezeigt), die in einem kreisförmigen Weg von der Gleichrichterdiode 21 durch das Schaltgerät 22 zur Diode 4 vorliegt, bewirkt, wobei die Stoßspannung jedoch dadurch genügend begrenzt werden kann, dass die Geschwindigkeit, mit der das Schaltgerät 22 ausgeschaltet wird, reduziert wird.
  • Unähnlich einer normalen Schaltleistungsversorgungsschaltung ist dabei keine Spannungsquelle mit dem Schaltgerät 22 parallel geschaltet, wobei nur der Vorwärtsspannungsabfall der Diode 4 dieser geringfügig entspricht, weswegen nur ein Schaltverlust in einem Ausmaß auftritt, das vernachlässigt werden kann, selbst wenn die Geschwindigkeit, mit der das Schaltgerät 22 ausgeschaltet wird, reduziert wird.
  • Auf das Einschalten des Schaltgeräts 3 hin wird den Dioden 4 und 21 eine Sperrspannung in einer Größenordnung zugeführt, die praktisch zur Spannung E äquivalent ist, und Rückholung tritt in der Diode 4 auf. Dadurch, dass eine schnelle Diode als die Diode 4 benutzt wird, wie vorher beschrieben, ist Rückholverlust klein, und insbesondere tritt Rückhollust kaum auf, wenn eine aus einem WBG-Material ausgebildete Schottky-Diode benutzt wird.
  • Dabei ist die Gleichrichterdiode 21 derart, dass Sperrspannung aus einem Zustand, in dem kein Vorwärtsstrom vorliegt, zugeführt wird, keine Rückholerscheinung auftritt und nur ein geringer Verlust in Begleitung des Ladens von parasitärer Kapazität (nicht gezeigt) der Gleichrichterdiode 21 auftritt. Die Diode 4 ist für eine kurze Periode ab dem Ausschalten des Schaltgeräts 21 bis zum Einschalten des Schaltgeräts 3 leitfähig, weswegen ein Element mit einer kleinen Stromkapazität als die Diode 4 innerhalb eines Bereichs, der durch Impulsstromwiderstand zulässig ist, benutzt werden kann.
  • Eine Zeitabstimmung, zu der das Schaltgerät 22 wieder eingeschaltet wird, kein eine Zeit sein, nach der das Einschalten des Schaltgeräts 3 abgeschlossen ist, wobei es nicht nötig ist zu warten, bis das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird.
  • Außerdem ist eine Diode derart, dass eine Spannung, die höher als ein normaler Vorwärtsspannungsabfall ist, transiente Durchlassspannung genannt, für eine kurze Zeit erzeugt werden kann, wenn ein Impulsstrom fließt. Die Schaltung von 1 ist derart, dass, wenn das Schaltgerät 22 in einem Aus-Zustand ist, wenn das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird, ein Impulsstrom in die Diode 4 fließt und eine transiente Durchlassspannung erzeugt wird. Obgleich diese übermäßige Durchlassspannung eine Ursache einer Erhöhung von Verlust oder einer Erhöhung von Spannung, die dem Schaltgerät 3 zugeführt wird, ist, kann die Erzeugung von transienter Durchlassspannung in der Diode 4 außerdem dadurch vermieden werden, dass das Schaltgerät 22 im Voraus eingeschaltet wird, wodurch ein Stromweg der Reihenschaltung der Gleichrichterdiode 21 und des Schaltgeräts 22 gebildet wird.
  • 2 ist ein Schaltplan, der eine zweite Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • Die zweite Ausführungsform ist ein Beispiel, in dem eine Gleichrichterleistungsversorgung anstelle der Gleichstromleistungsversorgung 1 von 1 benutzt wird, und wobei die Gleichrichterleistungsversorgung aus einer Brückengleichrichterschaltung konfiguriert ist, die aus einer Wechselstromleistungsversorgung 11 und Gleichrichterdioden 13 bis 16 ausgebildet ist, auf dieselbe Art und Weise wie in 7. 12 ist ein Filterkondensator.
  • Diese Schaltung ist als eine PFC-(Blindleistungskompensations-)Schaltung allgemein bekannt, und durch Nutzen des Kennzeichens, dass der Strom IL willkürlich steuerbar ist, wie vorher beschrieben, kann die Spannung E auf einem gewünschten Wert gehalten werden, während angeordnet wird, dass der Eingangsstrom Iin eine Sinuswelle in Phase mit der Eingangsspannung Vin ist.
  • Da Betriebsvorgänge der Dioden 4 und 21 und des Schaltgeräts 21 dieselben wie in der ersten Ausführungsform sind, wird eine Beschreibung derselben ausgelassen.
  • Die Schaltung von 2 ist derart, dass bei der Erholung von einem momentanen Spannungsabfall der Wechselstromleistungsversorgung 11, oder wenn aufgrund einer anderen Ursache ein Eingangsüberstrom vorliegt, nahezu der gesamte Strom in die Reihenschaltung der Gleichrichterdiode 21 und des Schaltgeräts 22 fließt, aufgrund einer Differenz des Vorwärtsspannungsabfalls zu jenem der Diode 4, vorausgesetzt, dass das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird und das Schaltgerät 22 in einem Ein-Zustand gehalten wird. Das bedeutet, dass eine Rolle, die dieselbe wie jene der Bypass-Diode 17 in 7 und 8 ist, welche bestehende Technologie sind, durch die Gleichrichterdiode 21 erfüllt werden kann.
  • In diesem Fall sind zusätzliche Teile in 2 bezüglich beispielsweise 7 nur das Schaltgerät (MOSFET) 22, das klein ist, da es niedrige Durchbruchspannung aufweist, und eine Treiberschaltung desselben, was bedeutet, dass neben der Tatsache, dass die Kosten der zusätzlichen Teile vernachlässigbar sind, die Stromkapazität der Diode 4, die eine kostspielige schnelle Diode oder dergleichen ist, reduziert werden kann. Deswegen kann gemäß der Schaltung von 2 nicht nur eine Erhöhung der Effizienz im Vergleich zur Schaltung von 7 erzielt werden, sondern es können außerdem Kosten gesenkt werden.
  • Als anderes Verfahren zum Reduzieren von Verlust in Begleitung eines Diodenvorwärtsspannungsabfalls gibt es ein Verfahren, bei dem die Diode durch einen MOSFET ersetzt wird, wie beispielsweise in JP-A-2014-79144 gezeigt. Ein MOSFET weist ein Kennzeichen des Leitens in einer Umkehrrichtung unter Benutzung einer parasitären Diode auf, wobei der MOSFET selbst jedoch zusätzlich nicht nur ein einer Vorwärtsrichtung, sondern außerdem in einer Rückwärtsrichtung leitet, wenn einem Gate Spannung zugeführt wird. Da ein MOSFET außerdem Widerstandskennzeichen aufweist, kann Spannung sogar weiter als der Vorwärtsspannungsabfall der parasitären Diode reduziert werden, und der MOSFET ist allgemein bekannte Technologie für synchrone Gleichrichtung.
  • Wenn jedoch die Diode 4 durch einen MOSFET ersetzt ist oder, beispielsweise in der Schaltung von 1 oder 2, ein MOSFET mit der Diode 4 parallel geschaltet ist, bewirkt die parasitäre Diode des MOSFET Rückholung. Wenn die Spannung E des Kondensators 5 mehrere Hundert Volt oder mehr beträgt, weist die parasitäre Diode eines MOSFET mit einer hohen Durchbruchspannung, die mit der Spannung E kompatibel ist, im Allgemeinen äußerst großen Rückholverlust auf, und der MOSFET selbst wird manchmal durch den Verlust beschädigt, weswegen der MOSFET im Prinzip nicht auf eine Schaltung anwendbar ist, in der Rückholung auftritt. In Reaktion darauf kann Rückholung dadurch vermieden werden, dass die Gleichrichterdiode 21 durch einen MOSFET mit einer hohen Durchbruchspannung ersetzt wird und Vorwärtsstrom im Schaltergerät 22 blockiert wird. Ein MOSFET mit einem niedrigen Widerstand im Ein-Zustand weist im Allgemeinen jedoch eine große parasitäre Drain/Source-Kapazität auf. Infolgedessen tritt ein Ladungsverlust auf, der höher als jener der Gleichrichterdiode 21 in 1 oder 2 ist, was den Vorteil des Reduzierens von Leitungsverlust in einer Ausrüstung aufhebt, die Hochfrequenzschalten ausführt.
  • Aus den oben beschriebenen Gründen ist es nicht angemessen, dass die Diode 4 in der Schaltung von 1 oder 2 durch einen MOSFET oder dergleichen ersetzt wird.
  • 3 ist ein Schaltplan, der eine dritte Ausführungsform der Erfindung zeigt. Diese Ausführungsform ist ein Beispiel, in dem die Erfindung auf eine sogenannte brückenlose PFC-Schaltung angewendet ist, die keine Brückengleichrichterschaltung benötigt.
  • In 3 ist der Kondensator 12 mit beiden Enden der Gleichstromleistungsversorgung 11 verbunden, und ein Ende des Kondensators 12 ist über den Induktor 2 mit einem Reihenschaltungspunkt einer Diode (schnellen Diode) 33 und eines Schaltgeräts 31 verbunden. Eine Reihenschaltung einer Diode (schnellen Diode) 34, und eines Schaltgeräts 34, der Kondensator 5 und die Last 6 sind mit der Reihenschaltung der Diode 33 und des Schaltgeräts 31 parallel geschaltet.
  • Hierbei entsprechen die Schaltgeräte 31 und 32 einem ersten Halbleiterschaltgerät in den Ansprüchen.
  • Außerdem ist eine Reihenschaltung eines Schaltgeräts 37 und einer Gleichrichterdiode 35 mit der Diode 33 parallel geschaltet, und eine Reihenschaltung eines Schaltgeräts 38 und einer Gleichrichterdiode 36 ist mit der Diode 34 parallel geschaltet. Hierbei entsprechen die Schaltgeräte 37 und 38 einem zweiten Halbleiterschaltgerät in den Ansprüchen.
  • Zudem ist das andere Ende des Kondensators 12 mit einem Reihenschaltungspunkt der Diode 34 und des Schaltgeräts 32 verbunden.
  • In dieser Ausführungsform werden ebenfalls MOSFETs als die Schaltgeräte 31, 32, 37 und 38 benutzt.
  • In 2 verläuft beispielsweise ein Stromweg, wenn das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird, wenn der Strom Iin positive Polarität aufweist, von der Wechselstromleistungsversorgung 11 durch die Gleichrichterdiode 13, den Induktor 2, das Schaltgerät 3 und die Gleichrichterdiode 16 zur Wechselstromleistungsversorgung 11, und Strom durchläuft drei Halbleitergeräte.
  • Im Gegensatz dazu verläuft in der dritten Ausführungsform von 3 ein Stromweg, wenn das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird, wenn der Strom Iin positive Polarität aufweist, von der Wechselstromleistungsversorgung 11 durch den Induktor 2, das Schaltgerät 31 und die parasitäre Diode (nicht gezeigt) des Schaltgeräts 32 zur Wechselstromleistungsversorgung 11, und Strom durchläuft nur zwei Halbleitergeräte, weswegen Leitungsverlust im Vergleich zu 2 reduziert werden kann.
  • Außerdem fließt Strom, wenn das Schaltgerät 31 in 3 ausgeschaltet wird, zuerst entlang einen Weg von der Wechselstromleistungsversorgung 11 durch den Induktor 2, die Gleichrichterdiode 35, das Schaltgerät 37, den Kondensator 5 und die parasitäre Diode des Schaltgeräts 32 zur Wechselstromleistungsversorgung 11, und wenn das Schaltgerät 37 ausgeschaltet wird, wird der Strom zur Diode 33 gewendet, wonach das Schaltgerät 31 wieder eingeschaltet wird. Dieser Betriebsvorgang ist derselbe wie in der ersten Ausführungsform von 1.
  • Zudem führt, wenn der Strom Iin negative Polarität aufweist, eine Schaltung, die aus dem Schaltgerät 32, der Gleichrichterdiode 36, dem Schaltgerät 38 und der Diode 34 ausgebildet ist, denselben Betriebsvorgang aus.
  • 4 ist ein Schaltplan, der eine vierte Ausführungsform der Erfindung zeigt, und ist ein Beispiel, in dem die Erfindung auf eine Abwarts-Chopperschaltung angewendet ist, die die Eingangsspannung Vin der Gleichstromleistungsversorgung 1 in die Spannung E umwandelt, die niedriger als die Eingangsspannung Vin ist.
  • In 4 ist der Kondensator 5 mit beiden Enden der Gleichstromleistungsversorgung 1 verbunden. Eine Reihenschaltung des Schaltgeräts 3 und der Diode 4 ist mit beiden Enden des Kondensators 5 verbunden, und die Reihenschaltung der Gleichrichterdiode 21 und des Schaltgeräts 22 ist mit beiden Enden der Diode 4 verbunden. Zudem ist eine Reihenschaltung des Induktors 2 und der Last 6 mit beiden Enden der Diode 4 verbunden.
  • Hierbei ist die Diode 4 eine schnelle Diode, wie etwa eine Schottky-Diode, die WBG-Material nutzt, gleicherweise wie oben beschrieben, und MOSFETs werden als die Schaltgeräte 2 und 22 benutzt.
  • In dieser Schaltung fließt Strom aufgrunddessen in die Last 6, dass das Schaltgerät 3 eingeschaltet wird, wobei zusammen damit Energie im Induktor 2 akkumuliert wird. Ferner fließt der Strom IL daraufhin, dass das Schaltgerät 3 ausgeschaltet wird und das Schaltgerät 22 eingeschaltet wird, in die Reihenschaltung der Gleichrichterdiode 21 und des Schaltgeräts 22, und daraufhin, dass das Schaltgerät 22 ausgeschaltet wird, wird der Strom IL in die Diode 4 gewendet. Anschließend tritt auf das erneute Einschalten des Schaltgeräts 3 Rückholung in der Diode 4 auf.
  • In dieser Schaltung sind die Funktionen der Dioden 4 und 21 und die Funktion des Schaltgeräts 22 nach dem Ausschalten des Schaltgeräts 3 dieselben wie in den Schaltungen von 1 und 2, weswegen ihre Beschreibung ausgelassen wird.
  • 5 ist ein Schaltplan, der eine fünfte Ausführungsform der Erfindung zeigt, und der einem Modifikationsbeispiel der zweiten Ausführungsform entspricht, die in 2 gezeigt ist.
  • Das heißt, dass in der fünften Ausführungsform von 5 die Dioden 13 und 15 in der Brückengleichrichterschaltung von 2 jeweils durch Thyristoren 13T und 15T ersetzt sind. Andere Konfigurationen sind dieselben wie in 2. Halbleiterbauelemente, die eine vorgegebene Durchbruchspannung sowohl in der Vorwärts- als auch in der Umkehrrichtung aufweisen und Vorwärtsrichtungsstrom steuern können, können anstelle der Thyristoren 13T und 15T benutzt werden.
  • Wie vorher beschrieben, ist dritte bestehende Technologie, die in 8 gezeigt ist, derart, dass dahingehend Bedenken bestehen, dass ein Widerstand 51 und Schalter 52 aufgrund einer Erhöhung der Ausrüstungskapazität in der Größe zunehmen, dass der Widerstand 51 ausbrennt, wenn ein Kurzschlussfehler im Schaltgerät 3 oder dergleichen auftritt und so weiter, und diese Bedenken haben ihre Ursache in der Konfiguration einer anfänglichen Ladeschaltung (der Widerstand 51 und Schalter 52) des Kondensators 5. Die fünfte Ausführungsform, die in 5 gezeigt ist, dient dem Lösen der obenstehend beschriebenen Probleme.
  • In der fünften Ausführungsform wird, wenn der Kondensator 5 anfänglich geladen wird, Phasensteuerung ausgeführt, sodass der Thyristor 13T oder 15T in einer Periode eines elektrischen Winkels von 90° bis 180°, oder 270° bis 360°, gedreht wird, während der ein momentaner Wert der Eingangsspannung Vin abfällt, und zu einer Zeitabstimmung, zu der die Eingangsspannung Vin praktisch äquivalent zur Spannung E des Kondensators 5 ist. Dadurch kann ein Einfließen eines Einschaltstromstoßes verhindert werden, ohne den Widerstand 51 oder Schalter 52 von 8 zu benutzen, und es kann eine Reduzierung der Ausrüstungsgröße und Verbesserung der Sicherheit erzielt werden. In 5 erfüllt der Induktor 2, der in Reihe mit Ausgangsseiten (Kathoden) der Thyristoren 13T und 15T verbunden ist, eine Funktion des Begrenzens des Überstroms, wenn die Eingangsspannung Vin plötzlich zunimmt, während die Thyristoren 13T und 15T leitend sind. Jedoch besteht die Möglichkeit, dass ein Strom, der einen Stoßstromwiderstand der Diode 4 übersteigt, einfließt. Daher fließt dadurch, dass der MOSFET 22 während des anfänglichen Ladens im Voraus eingeschaltet wird, ein Großteil des Einschaltstromstoßes durch die Gleichrichterdiode 21 und den MOSFET 22. Die Gleichrichterdiode 21 und der MOSFET 22 weisen einen kleineren Vorwärtsspannungsabfall und einen größeren Stoßstromwiderstand als jene der Diode 4 auf, weswegen Beschädigung aufgrund von Stoßstrom vermieden werden kann.
  • In der ersten bis fünften Ausführungsform sind, wie obenstehend beschrieben, sind Reihenschaltungen der Gleichrichterdioden 21, 35 und 36, die kleinen Leitungsverlust aufweisen, und zweiten Halbleiterschaltgeräten 22, 37 und 38 mit den Dioden (schnellen Dioden) 4, 33 und 34 parallel geschaltet, die kleinen Rückholverlust aufweisen, und Vorwärtsstrom vor dem Auftreten von Rückholung wird durch die zweiten Halbleiterschaltgeräte 22, 37 und 38 blockiert. Deswegen kann Rückholung der Gleichrichterdioden 22, 37 und 38 vermieden werden, und das niedrige Vorwärtsspannungsabfallkennzeichen der Gleichrichterdioden 22, 37 und 38 kann genutzt werden, wodurch eine in hohem Maße effiziente Leistungswandlungsausrüstung, bei der Rückholverlust und Leitungsverlust reduziert sind, verwirklicht werden kann.
  • Industrielle Anwendbarkeit
  • Die Erfindung kann in verschiedenen Arten von Leistungsumwandlungsausrüstung benutzt werden, wie etwa einer sogenannten Aufwärts-Chopperschaltung oder Abwärts-Chopperschaltung, welche einer Last Gleichstrom zuführen.
  • Bezugszeichenliste
    • 1
    Gleichstromleistungsversorgung
    2
    Induktor
    3, 22, 31, 32, 37, 38
    Halbleiterschaltgerät (MOSFET)
    4, 33, 34
    Diode (schnelle Diode)
    5, 12
    Kondensator
    6
    Last
    11
    Wechselstromleistungsversorgung
    13 bis 16
    Gleichrichterdiode
    13T, 15T
    Thyristor
    21, 35, 36
    Gleichrichterdiode

Claims (7)

  1. Leistungswandlungsausrüstung, umfassend: einen geschlossenen Kreis, der durch ein erstes Halbleiterschaltgerät, eine schnelle Diode und einen Kondensator, die in Reihe geschaltet sind, ausgebildet ist; und einen Induktor, von dem ein Ende mit einem Verbindungspunkt des ersten Halbleiterschaltgeräts und der schnellen Diode verbunden ist, wobei die Leistungswandlungsausrüstung eine Chopperschaltung mit dem ersten Halbleiterschaltgerät, der schnellen Diode und dem Induktor konfiguriert, eine Eingangsspannung der Chopperschaltung unter Anwendung eines Schaltvorgangs des ersten Halbleiterschaltgeräts in eine Spannung einer abweichenden Größenordnung umwandelt und die umgewandelte Spannung einer Last zuführt, wobei Strom, der durch den Induktor fließt, wenn das erste Halbleiterschaltgerät eingeschaltet wird, durch das erste Halbleiterschaltgerät fließt, und Strom, der durch den Induktor fließt, wenn das erste Halbleiterschaltgerät ausgeschaltet wird, durch die schnelle Diode fließt, eine Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode mit einem größeren Rückholverlust und kleinerem Vorwärtsspannungsabfall als jenem der schnellen Diode und eines zweiten Halbleiterschaltgeräts mit einer niedrigeren Durchbruchspannung und kleinerem Vorwärtsspannungsabfall als jener des ersten Halbleiterschaltgeräts mit der schnellen Diode parallel geschaltet ist, das zweite Halbleiterschaltgerät eingeschaltet wird, wenn das erste Halbleiterschaltgerät ausgeschaltet wird, und das zweite Halbleiterschaltgerät mit einer Zeitabstimmung ausgeschaltet wird, bevor das erste Halbleiterschaltgerät aus einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand umschaltet.
  2. Leistungsumwandlungsausrüstung nach Anspruch 1, wobei eine Leistungszufuhreinheit mit beiden Enden einer Reihenschaltung des Induktors und des ersten Halbleiterschaltgeräts verbunden ist, und Spannung, die im Kondensator erzeugt wird, der mit beiden Enden einer Reihenschaltung des ersten Halbleiterschaltgeräts und der schnellen Diode verbunden ist, der Last, die mit dem Kondensator parallel geschaltet ist, durch einen Schaltvorgang des ersten Halbleiterschaltgeräts zugeführt wird.
  3. Leistungswandlungsausrüstung nach Anspruch 1, wobei der Kondensator mit beiden Enden einer Reihenschaltung des ersten Halbleiterschaltgeräts und der schnellen Diode verbunden ist und eine Spannungszufuhreinheit mit dem Kondensator parallel geschaltet ist, und der Last, die mit beiden Enden einer Reihenschaltung des Kondensators, des ersten Halbleiterschaltgeräts und des Induktors durch einen Schaltvorgang des ersten Halbleiterschaltgeräts Spannung zugeführt wird.
  4. Leistungswandlungsausrüstung nach Anspruch 1, wobei eine Wechselstromleistungsversorgung, die eine Leistungszufuhreinheit konfiguriert, und eine Brückengleichrichterschaltung mit einer Eingangsseite der Chopperschaltung verbunden sind, oder eine Wechselstromleistungsversorgung, die eine Leistungszufuhreinheit konfiguriert, mit Eingangsseiten von mehreren Chopperschaltungen verbunden ist, und wobei bewirkt ist, dass die Chopperschaltung als Wechselstrom/Gleichstrom-Leistungswandlungsausrüstung arbeitet, indem bewirkt ist, dass sie sowohl auf negative als auch positive Polarität von Leistungszufuhrspannung anspricht.
  5. Leistungswandlungsausrüstung nach Anspruch 1, wobei das erste Halbleiterschaltgerät ausgeschaltet wird und das zweite Halbleiterschaltgerät eingeschaltet wird, wenn ein Eingangsstrom der Chopperschaltung einen vorgegebenen Wert übersteigt und zu einem Überstrom wird.
  6. Leistungswandlungsausrüstung nach Anspruch 1, wobei eine Wechselstromleistungsversorgung, die eine Leistungszufuhreinheit konfiguriert, und eine Brückengleichrichterschaltung mit einer Eingangsseite der Chopperschaltung verbunden sind, und Thyristoren oder Halbleiterbauelemente, die eine vorgegebene Durchbruchspannung sowohl in der Vorwärts- als auch in der Rückwärtsrichtung aufweisen und Strom in Vorwärtsrichtung steuern können, als zumindest zwei Gleichrichtergeräte in der Brückengleichrichterschaltung benutzt werden.
  7. Leistungswandlungsausrüstung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die schnelle Diode aus einem Halbleiter mit breiter Bandlücke konfiguriert ist.
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