CN110870185A - 混合升压转换器 - Google Patents

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Abstract

一种转换器包括：第一开关组件和第二开关组件，所述第一开关组件和所述第二开关组件耦合在输入电源与输出电容器之间；以及电感器，所述电感器耦合到所述第一开关组件和所述第二开关组件的公共节点，其中所述第二开关组件包括：第一二极管和第一开关，所述第一二极管和所述第一开关串联连接在所述第二开关组件的第一端子与第二端子之间；以及第二二极管，所述第二二极管连接在所述第二开关组件的所述第一端子与所述第二端子之间。

Description

混合升压转换器
相关申请案交叉申请
本发明要求2017年9月22日递交的发明名称为“混合升压转换器”的第62/562,100号美国临时申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以引入的方式并入本文本中。
技术领域
本发明涉及一种混合升压转换器，并且在特定实施例中涉及一种具有较低开关和传导损耗的混合升压转换器。
背景技术
可再生能源包括太阳能、风能、潮汐能等。太阳能转换系统可以包括串联或并联连接的多个太阳能面板。太阳能面板的输出可以取决于例如日时间、位置和太阳跟踪能力等多种因素而生成可变的dc电压。为了调节太阳能面板的输出，可以将太阳能面板的输出耦合到直流电/直流电(direct current/direct current，dc/dc)转换器，以便在dc/dc转换器的输出处实现调节后的输出电压。另外，可以通过电池充电控制装置将太阳能面板与备用电池系统连接。在白天期间，通过太阳能面板的输出对备用电池充电。当公用电力出故障或太阳能面板是离网电力系统时，备用电池向耦合到太阳能面板的负载供电。
因为大部分应用可以被设计成基于120伏ac电力运行，所以采用太阳能逆变器以将光伏模块的可变的dc输出转换成120伏ac电源。可以采用多个多电平逆变器拓扑来实现高功率以及从太阳能到公用电的高效率转换。具体地说，通过使用一系列功率半导体开关以通过将阶梯电压波形合成而将多个低压dc源转换成高功率交流电(alternatingcurrent，ac)输出，可以实现高功率ac输出。
可以采用升压转换器来生成额外电压电平，以便形成多电平逆变器的阶梯电压波形。可以通过使用例如非隔离升压转换器的升压电路来实施升压转换器。非隔离升压转换器由输入电感器、低边开关、闭塞二级管和输出电容器形成。输入电感器耦合在输入电源与低边开关和闭塞二级管的公共节点之间。输出电容器连接到闭塞二级管和地。
升压转换器的闭塞二级管可以被实施为碳化硅二极管或硅二极管。碳化硅二极管具有高正向压降，这可能会增加升压转换器的传导损耗。硅二极管可能具有不良的反向恢复性能，这可能会造成额外的开关损耗。期望的是具有一种展现例如低正向压降和快速反向恢复等良好行为的混合设备。
发明内容
通过提供一种具有较低开关和传导损耗的混合升压转换器的本发明的优选实施例，大体上解决或规避了这些和其它问题，且大体上实现了技术优点。
根据一实施例，一种转换器包括第一开关组件和第二开关组件，所述第一开关组件和所述第二开关组件耦合在输入电源与输出电容器之间。所述转换器进一步包括电感器，所述电感器耦合到所述第一开关组件和所述第二开关组件的公共节点。所述第二开关组件包括：第一二极管和第一开关，所述第一二极管和所述第一开关串联连接在所述第二开关组件的第一端子与第二端子之间；以及第二二极管，所述第二二极管连接在所述第二开关组件的所述第一端子与所述第二端子之间。
根据另一实施例，一种方法包括将功率转换器的第一开关关断。所述功率转换器包括耦合到所述功率转换器的所述第一开关和第二开关的公共节点的电感器。在将所述第一开关关断之后的第一失效时间期间，电流流过第一二极管。所述第一二极管具有连接到所述第二开关的阳极。在所述第一失效时间之后，将所述第二开关接通。在将所述第二开关关断之后的第二失效时间期间，所述电流流过所述第一二极管。
根据又一实施例，一种装置包括第一开关，所述第一开关具有通过电感器耦合到电源的正极端子的第一端子，以及耦合到负极端子电源的第二端子。所述装置进一步包括第二开关和第一二极管，所述第二开关和所述第一二极管串联连接且进一步耦合在所述电感器与输出电容器之间。所述装置进一步包括第二二极管，所述第二二极管耦合在所述第一开关和所述第二开关的公共节点与所述输出电容器之间。
本发明的实施例的优点是一种混合升压转换器，其提供较低传导和开关损耗以便改善所述升压转换器的效率、可靠性和成本。
上文相当宽泛地概述了本发明的特征和技术优点，目的是让人能更好地理解下文对本发明的详细描述。下文中将描述本发明的额外特征和优点，其形成本发明的权利要求书的标的物。所属领域的技术人员应了解，所公开的概念和具体实施例可容易地用作修改或设计用于实现本发明的相同目的的其它结构或过程的基础。所属领域的技术人员还应意识到，此类等效构造不脱离所附权利要求书中所提出的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：
图1是根据本发明的各种实施例的升压转换器的框图；
图2是根据本发明的各种实施例的图1所示的升压转换器的示意图；
图3是根据本发明的各种实施例的图2所示的混合升压转换器的开关的栅极控制信号；并且
图4是根据本发明的各种实施例的用于控制图2所示的混合升压转换器的方法的流程图。
除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。
具体实施方式
下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。但应了解，本发明提供的许多适用发明概念可实施在多种具体环境中。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
在具体环境中，即，在混合升压转换器中，将关于优选实施例描述本发明。然而，本发明还可以应用于多种功率转换器。以下将结合附图详细说明各实施例。
图1是根据本发明的各种实施例的升压转换器的框图。升压转换器100包括第一开关组件112、第二开关组件114、电感器L1、输入电容器CIN和输出电容器Co。如图1所示，电感器L1连接到第一开关组件112和第二开关组件114的公共节点。电感器L1和第二开关组件114连接在输入电容器CIN与输出电容器Co之间。第一开关组件112连接在电感器L1和第二开关组件114的公共节点与地之间。
升压转换器100可以进一步包括控制器110。如图1所示，控制器110可以检测输入电压Vin、输出电压Vo，并生成两个栅极驱动信号以分别控制第一开关组件112和第二开关组件114的接通和关断。控制器110可以是脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)控制器。可替换地，控制器110可以被实施为数字控制器，例如微控制器、数字信号处理器等。
应注意，尽管整个描述中的实例是基于升压转换器和用于对升压转换器(例如图1所示的升压转换器100)生成栅极驱动信号的控制器，但图1所示的升压转换器100以及控制器110可以具有许多变化、替换和修改。举例来说，控制器110可以检测其它必要信号，例如输入和/或输出电流、升压转换器100的漏极到源极电压、升压转换器100的温度等。此外，可以存在耦合在控制器110与第一开关组件112和第二开关组件114之间的一个专用驱动器或多个专用驱动器。
本文所说明的升压转换器100和控制器110仅出于清楚地说明各种实施例的发明性方面的目的而受到限制。本发明不限于任何特定功率拓扑。
图1所示的第一开关组件112和第二开关组件114可以被实施为n型金属氧化物半导体(n-type metal oxide semiconductor，NMOS)晶体管。可替换地，开关可以被实施为其它合适的可控制设备，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)设备、双极型晶体管(bipolar junction transistor，BJT)设备、超结晶体管(super junction transistor，SJT)设备、绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)设备、基于氮化镓(gallium nitride，GaN)的功率设备等。
此外，第一开关组件112和第二开关组件114中的至少一个可以被实施为包括多个开关设备的组合(例如MOSFET设备和多个二极管的组合)的混合设备。下文将关于图2描述多个开关设备的详细结构。在整个描述中，升压转换器100可替换地被称作混合升压转换器100。
图2是根据本发明的各种实施例的图1所示的升压转换器的示意图。混合升压转换器100包括第一开关组件112、第二开关组件114、电感器L1、输入电容器CIN和输出电容器Co。如图2所示，输入电容器CIN跨越电源Vin的两个输出端子(Vin+和Vin-)。电感器L1连接在输入电容器CIN与第一开关组件112和第二开关组件114的公共节点之间。第一开关组件112具有连接到电感器L1的第一端子和接地的第二端子。第二开关组件114连接在电感器L1与输出电容器Co之间。输出电容器Co用于抑制电压纹波并为耦合到混合升压转换器100的各种负载提供稳定电压。
在一些实施例中，第一开关组件112被实施为绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)设备Q1。如图2所示，IGBT设备Q1的集电极连接到电感器L1和第二开关组件114的公共节点。IGBT设备Q1的发射极接地。IGBT设备Q1的栅极用于从控制器110接收栅极驱动信号。
如图2所示，第三二极管D3与IGBT设备Q1并联连接。第三二极管D3用于为混合升压转换器100提供反向传导路径。换句话说，第三二极管D3是反并联二极管。在一些实施例中，第三二极管D3与IGBT设备Q1共封装。在替换实施例中，第三二极管D3放置在IGBT设备Q1外部。
第二开关组件114包括开关S1、第一二极管D1、第二二极管D2和第四二极管D4。在一些实施例中，开关S1被实施为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)设备。更具体地说，开关S1是n型MOSFET设备。在整个描述中，开关S1可替换地被称作MOSFET设备S1。
如图2所示，MOSFET设备S1的漏极连接到电感器L1以及IGBT设备Q1。MOSFET设备S1的源极连接到第一二极管D1的阳极。MOSFET设备S1的栅极用于从控制器110接收栅极信号。
图2进一步说明MOSFET设备S1和第一二极管D1串联连接以在电感器L1到输出电容器Co之间形成第一导电路径。第二二极管D2在电感器L1到输出电容器Co之间形成第二导电路径。如图2所示，第二二极管D2的阳极连接到MOSFET设备S1的漏极。第二二极管D2的阴极连接到第一二极管D1的阴极。第一导电路径和第二导电路径并联连接在电感器L1与输出电容器Co之间。
在一些实施例中，第四二极管D4是MOSFET设备S1的体二极管。在替换实施例中，当开关S1被实施为例如IGBT设备的其它合适的开关设备时，可能需要单独的续流二极管以与其对应开关并联连接。
在操作中，在IGBT设备Q1与MOSFET设备S1之间的接通和关断转变期间，可以存在两个失效时间。在这两个失效时间期间，IGBT设备Q1和MOSFET设备S1两者都关断。第二二极管D2充当续流二极管，其在失效时间期间为混合升压转换器100的电流提供导电路径。为了减少接通和关断转变期间的开关损耗，第二二极管D2被实施为具有短反向恢复时间和低反向恢复电荷的二极管。下文将关于图3描述第二二极管D2的操作原理。
在一些实施例中，第一二极管D1被实施为低正向压降二极管，例如肖特基二极管等。第二二极管D2被实施为低反向恢复二极管，例如碳化硅二极管、超快硅二极管等。在一些实施例中，相比于第一二极管D1，第二二极管D2具有较短反向恢复时间和较低反向恢复电荷。第二二极管D2的正向压降大于第一二极管D1的正向压降。
在一些实施例中，混合升压转换器100的输出电压为约500V。第一二极管D1的额定电压在约600V到约650V的范围内。第二二极管D2的额定电压在约600V到约650V的范围内。IGBT设备Q1的额定电压在约600V到约650V的范围内。MOSFET设备S1的额定电压在约60V到约100V的范围内。
在一些实施例中，IGBT设备Q1的额定电压等于600V。MOSFET设备S1的额定电压等于60V。换句话说，IGBT设备Q1的额定电压比MOSFET设备S1的额定电压大至少十倍。
具有高压IGBT设备(例如600V IGBT设备Q1)和低压MOSFET设备(例如60V MOSFET设备S1)的组合的一个有利特征是，低压MOSFET设备S1具有低得多的接通电阻。MOSFET设备S1的较低接通电阻有助于改善混合升压转换器100的效率。
在操作中，电流可以持续地流过电感器L1。控制器110生成将IGBT设备Q1关断的信号。响应于施加到IGBT设备Q1的栅极的关断信号，IGBT设备Q1关断。为了防止击穿问题，在IGBT设备Q1的关断之后安排第一失效时间。如上文所描述，MOSFET设备S1、第一二极管D1和第二二极管D2形成并联连接的两个导电路径。在第一失效时间期间，MOSFET设备S1保持关断。关断的MOSFET设备S1阻止电流进入第一二极管D1。因此，混合升压转换器100的电流在第一失效时间期间完全流过第二二极管D2。因为第二二极管D2是高速二极管(具有较短反向恢复时间和较低反向恢复电荷的二极管)，所以通过第二二极管D2的开关转变可以减少混合升压转换器100的开关损耗。
同样，当控制器110生成将MOSFET设备S1关断的信号时，在MOSFET设备S1的关断之后安排第二失效时间。在第二失效时间期间，电流完全流过第二二极管D2。因为第二二极管D2为高速二极管，所以通过第二二极管D2的开关转变可以减少混合升压转换器100的开关损耗。
具有低正向压降二极管(例如第一二极管D1)和低反向恢复二极管(例如第二二极管D1)的一个有利特征是，低反向恢复二极管有助于减少混合升压转换器100的开关损耗。另一方面，低正向压降二极管有助于减少混合升压转换器100的传导损耗。
图3是根据本发明的各种实施例的图2所示的混合升压转换器的开关的栅极控制信号。图2的横轴表示时间间隔。可以存在两个竖轴。第一竖轴Y1表示图2所示的IGBT设备Q1的栅极驱动信号。第二竖轴Y2表示图2所示的MOSFET设备S1的栅极驱动信号。
如图3所示，从t0到t4的时间表示混合升压转换器100的一个开关循环。从时刻t0到时刻t1将IGBT设备Q1接通，如由IGBT设备Q1的栅极驱动信号所指示。在时刻t0到时刻t1期间，MOSFET设备S1保持关断，如由MOSFET设备S1的栅极驱动信号所指示。
从时刻t2到时刻t3将MOSFET设备S1接通，如由MOSFET设备S1的栅极驱动信号所指示。在时刻t2到时刻t3期间，IGBT设备Q1关断，如由IGBT设备Q1的栅极驱动信号所指示。
在图3所示的一个开关周期中，存在两个失效时间。在这两个失效时间期间，IGBT设备Q1和MOSFET设备S1两者都关断。如图3所示，第一失效时间是从时刻t1到时刻t2。第一失效时间用于阻止击穿电流在IGBT设备Q1的关断过程期间在混合升压转换器100中流动。第二失效时间是从时刻t3到时刻t4。第二失效时间用于阻止击穿电流在MOSFET设备S1的关断过程期间在混合升压转换器100中流动。第一失效时间和第二失效时间两者都是预定的。应注意，第一失效时间和第二失效时间可以取决于不同应用和设计需要而变化。在一些实施例中，混合升压转换器100的开关频率为约300KHz。第一失效时间为约50纳秒。第二失效时间为约50纳秒。
在第一失效时间和第二失效时间期间，混合升压转换器100的电流流过第二二极管D2。第二二极管D2是高速二极管，其可以减少混合升压转换器100的开关损耗。另一方面，在MOSFET设备S1的接通时间期间，电流流过具有低正向压降的第一二极管D1。此类低正向压降有助于减少混合升压转换器100的传导损耗。
图4是根据本发明的各种实施例的用于控制图2所示的混合升压转换器的方法的流程图。图4所示的此流程图仅仅是实例，其不应过度限制权利要求书的范围。所属领域的普通技术人员应认识到许多变化、替换和修改。举例来说，可以添加、移除、替换、重排和重复图4所说明的各种步骤。
返回参考图2，混合升压转换器100包括第一开关Q1、第二开关S1、第一二极管D1和第二二极管D2。第二开关S1和第一二极管D1串联连接在电感器L1与输出电容器Co之间。第二开关S1的源极连接到第一二极管D1的阳极。第二开关S1和第一二极管D1在电感器L1与输出电容器Co之间形成第一导电路径。第二二极管D2在电感器L1与输出电容器Co之间形成第二导电路径。第一导电路径和第二导电路径并联连接在电感器L1与输出电容器Co之间。在一些实施例中，第二导电路径的传导损耗大于第一导电路径的传导损耗。
在步骤402处，在从反馈回路(未示出)接收到第一开关Q1的关断信号时，控制器(例如图2所示的控制器110)将功率转换器的第一开关关断。在一些实施例中，功率转换器是混合升压转换器100。返回参考图2，混合升压转换器100包括被实施为IGBT的第一开关Q1、被实施为MOSFET的第二开关S1、第一二极管D1、第二二极管D2，以及连接到第一开关和第二开关的公共节点的电感器。
在步骤404处，在第一失效时间之后，控制器将第二开关S1接通。在第一失效时间期间，电流流过第二二极管D2。在一些实施例中，第二二极管D2是低反向恢复二极管，例如碳化硅二极管等。此类低反向恢复二极管有助于减少第一失效时间期间的开关损耗。此外，在功率转换器的电流流过第二二极管D2之后，跨越第二开关S1的电压应力大致等于零。因而，第二开关S2可以实现零电压切换，由此进一步减少了混合升压转换器100的开关损耗。
在步骤406处，在从反馈回路接收到第二开关S1的关断信号时，控制器将第二开关S1关断。响应于第二开关S1的关断，电流从第一导电路径移动到第二导电路径。
在步骤408处，在第二失效时间之后，控制器将第一开关接通。在第二失效时间期间，电流流过第二二极管D2。
在一些实施例中，第一失效时间为约50纳秒。第二失效时间为约50纳秒。上文所给出的第一失效时间和第二失效时间是预定的。第一失效时间和/或第二失效时间可以取决于不同应用和设计需要而变化。
在一些实施例中，为了实现零电压切换，第一失效时间长于第二失效时间。举例来说，第一失效时间为约100纳秒。第二失效时间为约50纳秒。换句话说，第一失效时间为第二失效时间的至少两倍长。此类失效时间安排可以有助于进一步改善混合升压转换器100的效率。
虽然已详细地描述了本发明实施例及其优点，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。
此外，本发明的范围并不局限于说明书中所述的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法和步骤的具体实施例。所属领域的一般技术人员可从本发明中轻易地了解，可根据本发明使用现有的或即将开发出的，具有与本文所描述的相应实施例实质相同的功能，或能够取得与所述实施例实质相同的结果的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法或步骤。相应地，所附权利要求范围包括这些流程，机器，制造，物质组分，构件，方法，及步骤。

Claims (20)

1.一种转换器，其特征在于，包括：
第一开关组件和第二开关组件，所述第一开关组件和所述第二开关组件耦合在输入电源与输出电容器之间；以及
电感器，所述电感器耦合到所述第一开关组件和所述第二开关组件的公共节点，其中所述第二开关组件包括：
第一二极管和第一开关，所述第一二极管和所述第一开关串联连接在所述第二开关组件的第一端子与第二端子之间；以及
第二二极管，所述第二二极管连接在所述第二开关组件的所述第一端子与所述第二端子之间。
2.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，进一步包括：
所述第一开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，MOSFET)设备；并且
所述第一开关组件是绝缘栅极双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)设备。
3.根据权利要求2所述的转换器，其特征在于：
所述第一开关的源极连接到所述第一二极管的阳极；
所述第一开关的漏极连接到所述第二二极管的阳极；并且
所述第一二极管的阴极连接到所述第二二极管的阴极。
4.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于：
所述第一二极管是低正向压降二极管；并且
所述第二二极管是低反向恢复二极管。
5.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于：
所述第一二极管是肖特基二极管；并且
所述第二二极管是碳化硅(silicon carbide，SiC)二极管。
6.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于：
所述电感器连接在所述输入电源与所述第一开关组件和所述第二开关组件的所述公共节点之间；并且
所述第二开关组件连接在所述电感器与所述输出电容器之间。
7.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，进一步包括：
第三二极管，所述第三二极管与所述第一开关组件并联连接。
8.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于：
所述第二二极管用于在所述第一开关组件的关断与所述第一开关的接通之间的第一失效时间期间传导流过所述电感器的电流。
9.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于：
所述第二二极管用于在所述第一开关的关断与所述第一开关组件的接通之间的第二失效时间期间传导流过的电流。
10.一种方法，其特征在于，包括：
将功率转换器的第一开关关断，所述功率转换器包括耦合到所述功率转换器的所述第一开关和第二开关的公共节点的电感器；
在第一失效时间期间，使电流流过具有连接到所述第二开关的阳极的第一二极管；
在所述第一失效时间之后，将所述第二开关接通；以及
在将所述第二开关关断之后的第二失效时间期间，使所述电流流过所述第一二极管。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于：
所述功率转换器是升压转换器。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，进一步包括：
第二二极管，所述第二二极管与所述第二开关串联连接，其中所述第二二极管和所述第二开关连接在所述电感器与所述升压转换器的输出电容器之间。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，进一步包括：
在所述第一失效时间和所述第二失效时间期间，通过使所述第二开关维持关断而阻止所述电流流过所述第二二极管。
14.根据权利要求12所述的方法，其特征在于：
所述第一开关是绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)设备；
所述第二开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)设备；
所述第一二极管是低反向恢复二极管；并且
所述第二二极管是低正向压降二极管。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括：
所述第二开关的源极连接到所述第二二极管的阳极；
所述第二开关的漏极连接到所述第一二极管的阳极；并且
所述第一二极管的阴极连接到所述第二二极管的阴极且进一步连接到所述功率转换器的输出电容器。
16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于：
所述第一开关的额定电压比所述第二开关的额定电压大至少十倍。
17.一种装置，其特征在于，包括：
第一开关，所述第一开关具有通过电感器耦合到电源的正极端子的第一端子，以及耦合到负极端子电源的第二端子；
第二开关和第一二极管，所述第二开关和所述第一二极管串联连接且进一步耦合在所述电感器与输出电容器之间；以及
第二二极管，所述第二二极管耦合在所述第一开关和所述第二开关的公共节点与所述输出电容器之间。
18.根据权利要求17所述的装置，其特征在于：
所述第一开关是绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)设备；
所述第二开关是n型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)设备；
所述第一二极管是低正向压降二极管；并且
所述第二二极管是低反向恢复二极管。
19.根据权利要求17所述的装置，其特征在于：
所述第一开关的集电极连接到所述第二开关的漏极；
所述第一开关的发射极连接到所述电源；
所述第二开关的源极连接到所述第一二极管的阳极；
所述第二二极管的阳极连接到所述第二开关的所述漏极；并且
所述第二二极管的阴极连接到所述第一二极管的阴极。
20.根据权利要求17所述的装置，其特征在于：
所述第一开关的额定电压在约600V到约650V的范围内；并且
所述第二开关的额定电压在约60V到约100V的范围内。
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