JP6610406B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
シリコン半導体からなるIGBT(4)と、該IGBTに逆並列接続し上記シリコン半導体からなるシリコンダイオード(5)とを備える第2半導体素子対(12)と、
上記MOSFET及び上記IGBTのスイッチング動作を制御する制御回路部(6)とを備え、
上アームに配された上記第1半導体素子対と、下アームに配された上記第2半導体素子対とを直列接続して、直列接続体の両端が接続される負荷側と、上アームと下アームの間に接続される電源側との間で、直流電力の入出力を行う構成とし、
上記第1半導体素子対は、上記MOSFETに逆並列接続するボディダイオード(20)と、上記MOSFETと別体の上記ワイドバンドギャップダイオードとを有し、
上記制御回路部は、上記MOSFET及び上記IGBTが同時にオフとなるデッドタイムを設けて、上記デッドタイムに、上記ワイドバンドギャップダイオードに主に電流を流すよう構成されている、電力変換装置(1)にある。
そのため、全ての素子をワイドバンドギャップ半導体によって形成する必要がなくなり、素子の一部を、価格の低いシリコン半導体によって形成することができる。したがって、電力変換装置の製造コストを低減できる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
上記電力変換装置に係る実施形態につき、図1〜図9を参照して説明する。図1に示すごとく、本形態の電力変換装置は、第1半導体素子対11と、第2半導体素子対12と、制御回路部6とを備える。第1半導体素子対11は、ワイドバンドギャップ半導体からなるMOSFET2と、該MOSFET2に逆並列接続し上記ワイドバンドギャップ半導体からなるワイドバンドギャップダイオード3とを備える。本形態では、ワイドバンドギャップダイオード3として、ショットキー接合を有するショットキーバリアダイオードを用いている。
第1半導体素子対11と第2半導体素子対12とは、直列接続されている。
そのため、全ての素子をワイドバンドギャップ半導体によって形成する必要がなくなり、素子の一部を、価格の低いシリコン半導体によって形成することができる。したがって、電力変換装置1の製造コストを低減できる。
ショットキーバリアダイオードは、リカバリー電流が流れない。そのため、ショットキーバリアダイオードを用いることにより、リカバリー損を低減することができる。また、MOSFET2に逆方向に電流が流れるときに、MOSFET2のボディダイオード20とワイドバンドギャップダイオード3とに電流を分けて流すことができる。そのため、MOSFET2のボディダイオード20に大きな電流が流れにくくなり、製造コストの高いMOSFET2を小型化できる。そのため、電力変換装置1の製造コストを低減できる。
このようにすると、昇圧放電モードにおいて、実燃費領域のような昇圧比が低い場合は、上アームを導通する時間が長いため、シリコンのダイオードより低い抵抗値を有するワイドバンドギャップダイオード3に、出力電流IOを長時間流すことができ、昇圧放電モードの損失を低減できる。ここで仮に、第2半導体素子対12を上アームに配置(図15参照)したとすると、シリコンダイオード5が上アームに配されるため、出力電流IOはシリコンダイオード5を通らざるを得ず、実燃費領域のような昇圧比が低い場合は、低い抵抗値で出力電流IOを流しにくくなる。これに対して、図2に示すごとく、本形態のように、第1半導体素子対11を上アームに配置すれば、電流を流しやすいワイドバンドギャップダイオード3を上アームに設けることができ、出力電流IOを、低い抵抗値のワイドバンドギャップダイオード3を介して出力できる。
そのため、出力電流IOをMOSFET2に流すことができ、ワイドバンドギャップダイオード3に流れる出力電流IOの量を低減できる。したがって、製造コストが高いワイドバンドギャップダイオード3を小型化でき、電力変換装置1の製造コストを低減できる。
そのため、非昇圧放電モードにおける出力電流IOをMOSFET2に流すことができ、ワイドバンドギャップダイオード3に流れる出力電流IOの量を低減できる。したがって、製造コストが高いワイドバンドギャップダイオード3を小型化でき、電力変換装置1の製造コストを低減できる。
本形態は、図10に示すごとく、MOSFET2に、補助スイッチング素子7を並列接続した例である。補助スイッチング素子7は、シリコン半導体からなるバイポーラ型トランジスタである。ここでバイポーラ型トランジスタとは、バイポーラトランジスタ、又はIGBTを意味する。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、補助スイッチング素子7の構成を変更した例である。図13に示すごとく、本形態では、補助スイッチング素子7に、還流用のダイオード70を逆並列接続してある。これらダイオード70と補助スイッチング素子7とは、1個の半導体チップ79に形成されている。そして、図14に示すごとく、上記半導体チップ79と、MOSFET2と、ワイドバンドギャップダイオード3とによって、半導体モジュール16を構成してある。
その他、実施形態2と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、第1半導体素子対11と第2半導体素子対12との位置関係を変更した例である。図15に示すごとく、本形態では、第1半導体素子対11を下アームに配置し、第2半導体素子対12を上アームに配置してある。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、図16に示すごとく、第1半導体素子対11を下アームに配置し、さらに、MOSFET2に補助スイッチング素子7を並列接続した例である。補助スイッチング素子7はIGBTである。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、電力変換装置1の回路構成を変更した例である。図20に示すごとく、本形態では、複数の第1半導体素子対11と、複数の第1半導体素子対12とによって、インバータ回路100を構成してある。このインバータ回路100を用いて、直流電源8から供給される直流電力を交流電力に変換している。そして、得られた交流電力を用いて、三相交流モータ81を駆動している。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態では、図21、図22に示すごとく、第1半導体素子対11を下アームに配置し、第2半導体素子対12を上アームに配置し、かつ降圧充電モードを行うことができるよう構成した例である。降圧充電モードでは、上アームのIGBT4をオンし、下アームのMOSFET2をオフする期間(図21参照)と、上アームのIGBT4をオフし、下アームのMOSFET2をオンする期間(図22参照)とを繰り返す。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、負荷から供給される直流電力を、降圧することなく直流電源8に伝え、該直流電源8を充電する非降圧充電モードを行うよう構成した例である。図23に示すごとく、非降圧充電モードでは、制御回路部6は、下アームのIGBT4をオフし、上アームのMOSFET2をオンし続ける。このようにすると、電流I(充電電流IC)が負荷からMOSFET2に流れ、さらにリアクトル13を通って、直流電源8に流れる。そのため、直流電源8が充電される。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
11 第1半導体素子対
12 第2半導体素子対
2 MOSFET
3 ワイドバンドギャップダイオード
4 IGBT
5 シリコンダイオード
6 制御回路部
Claims (9)
- ワイドバンドギャップ半導体からなるMOSFET(2)と、該MOSFETに逆並列接続し上記ワイドバンドギャップ半導体からなるワイドバンドギャップダイオード(3)とを備える第1半導体素子対(11)と、
シリコン半導体からなるIGBT(4)と、該IGBTに逆並列接続し上記シリコン半導体からなるシリコンダイオード(5)とを備える第2半導体素子対(12)と、
上記MOSFET及び上記IGBTのスイッチング動作を制御する制御回路部(6)とを備え、
上アームに配された上記第1半導体素子対と、下アームに配された上記第2半導体素子対とを直列接続して、直列接続体の両端が接続される負荷側と、上アームと下アームの間に接続される電源側との間で、直流電力の入出力を行う構成とし、
上記第1半導体素子対は、上記MOSFETに逆並列接続するボディダイオード(20)と、上記MOSFETと別体の上記ワイドバンドギャップダイオードとを有し、
上記制御回路部は、上記MOSFET及び上記IGBTが同時にオフとなるデッドタイムを設けて、上記デッドタイムに、上記ワイドバンドギャップダイオードに主に電流を流すよう構成されている、電力変換装置(1)。 - 上記ワイドバンドギャップダイオードは、ショットキー接合を有するショットキーバリアダイオードである、請求項1に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路部は、還流電流が発生する期間に、上記MOSFETをオンして該MOSFETと上記ワイドバンドギャップダイオードに上記還流電流を流すよう構成されている、請求項1又は2に記載の電力変換装置。
- 上記第1半導体素子対と上記第2半導体素子対との間に昇圧用のリアクトル(13)を接続してあり、上記下アームに配された上記第2半導体素子対の上記IGBTをスイッチング動作させることにより、直流電源(8)の直流電圧を昇圧するよう構成されている、請求項1〜3のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路部は、上記IGBTをスイッチング動作させることにより上記直流電圧を昇圧する昇圧放電モードにおいて、上記IGBTがオフした期間に、上記MOSFETをオンするよう構成されている、請求項4記載の電力変換装置。
- 上記制御回路部は、上記直流電源の直流電圧を昇圧することなく出力する非昇圧放電モードを行うことが可能に構成され、該非昇圧放電モードにおいて、上記IGBTをスイッチング動作させず、上記MOSFETをオンし続けるよう構成されている、請求項4又は請求項5記載の電力変換装置。
- 上記制御回路部は、上記電力変換装置に接続した負荷から供給される直流電力を、降圧することなく上記直流電源に伝え、該直流電源を充電する非降圧充電モードを行うことが可能に構成され、該非降圧充電モードにおいて、上記IGBTをスイッチング動作させず、上記MOSFETをオンし続けるよう構成されている、請求項4〜6のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 上記MOSFETに、上記シリコン半導体又は上記ワイドバンドギャップ半導体からなる補助スイッチング素子(7)を並列接続してある、請求項1〜7のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 上記補助スイッチング素子はバイポーラ型トランジスタであり、上記制御回路部は、出力電流が予め定められた値より少ない場合には、上記MOSFETのみをスイッチング動作させるよう構成されている、請求項8に記載の電力変換装置。
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