WO2011016328A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 Download PDF

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mode
semiconductor
inductor
current
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進一 茂木
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ヤンマー株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter circuit, and more particularly to reduction of conduction loss in a bidirectional buck-boost DC-DC converter circuit.
  • the DC-DC converter circuit is connected, for example, between first and second DC voltage sources (hereinafter simply referred to as first and second voltage sources), and based on output voltages of the first and second voltage sources, It is used as a bidirectional switching circuit capable of supplying power from one voltage source to the second voltage source or supplying power from the second voltage source to the first voltage source.
  • first and second voltage sources hereinafter simply referred to as first and second voltage sources
  • a DC-DC converter circuit may be used for an electric vehicle such as a work vehicle.
  • an electric vehicle operates a vehicle driving motor such as a motor with AC power obtained by converting DC power from a power storage device such as a battery or a capacitor into AC power using a power conversion circuit such as an inverter circuit. It is like that.
  • the DC-DC converter circuit is provided between the power storage device acting as the first voltage source and the second voltage source to which a power conversion circuit such as an inverter circuit is connected, and converts power from the power storage device in the powering mode. While power is supplied to the circuit, power can be supplied from the power conversion circuit to the power storage device in the regeneration mode.
  • Patent Document 1 As a conventional DC-DC converter circuit, for example, there is a chopper circuit described in Patent Document 1 (see FIG. 1 of Patent Document 1).
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing an example of a conventional DC-DC converter circuit.
  • the DC-DC converter circuit shown in FIG. 19 includes first to fourth semiconductor switches 121 to 124, first to fourth diodes 125 to 128, and an inductor 129.
  • Each of the first to fourth semiconductor switches 121 to 124 is a semiconductor device that can flow a current only in one direction.
  • the first and second diodes 125 and 126 are respectively connected in parallel with the first semiconductor switch 121 and the second semiconductor switch 121 and 122 being connected in parallel, with the direction in which current can flow reversed.
  • the cathode side of the first diode 125 connected in parallel and the anode side of the second diode 126 connected in parallel to the second semiconductor switch 122 are connected.
  • the current inflow side of the third semiconductor switch 123 and the cathode side of the first diode 125 connected in parallel to the first semiconductor switch 121 are connected, and the cathode side of the fourth diode 128 and the second semiconductor switch 122 are connected in parallel.
  • the second diode 126 is connected to the anode side.
  • the inductor 129 has one end connected to both the current outflow side of the third semiconductor switch 123 and the cathode side of the third diode 127, and the other end connected to the anode side of the fourth diode 128 and the current inflow of the fourth semiconductor switch 124. Is connected to both sides.
  • the first voltage source 110 is connected between the anode side of the first diode 125 and the anode side of the third diode 127 connected in parallel to the first semiconductor switch 121.
  • the second voltage source 120 is connected between the cathode side of the second diode 126 connected in parallel to the second semiconductor switch 122 and the current outflow side of the fourth semiconductor switch 124.
  • the following power running mode and regenerative mode can be exemplified as the operation modes indicating the on state and off state of each of the semiconductor switches 121-124.
  • FIG. 20 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit shown in FIG. 19 is operating in the power running mode.
  • the current path Ra returns from the first voltage source 110 to the first voltage source 110 via the first diode 125, the third semiconductor switch 123, the inductor 129, and the fourth semiconductor switch 124. It is set as the mode which forms.
  • FIG. 21 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit shown in FIG. 19 is operating in the regeneration mode.
  • a current path Rb from the first voltage source 110 to the first voltage source 110 via the third diode 127, the inductor 129, the fourth diode 128, and the first semiconductor switch 121 is set. It is a mode to form.
  • the first and second diodes 125 and 126 are turned on, and the output voltage V1 and the output voltage V2 Therefore, the output voltage V2 of the second voltage source 120 cannot be reduced below the output voltage V1 of the first voltage source 110.
  • a current passes through the first diode 125, the third semiconductor switch 123, and the fourth semiconductor switch 124 as a semiconductor element, for example, in a powering mode (see FIG. 20).
  • current passes through the third diode 127, the fourth diode 128, and the first semiconductor switch 121 in the regeneration mode (see FIG. 21). That is, in both the power running mode and the regenerative mode, since current passes through at least three semiconductor elements, the conduction loss increases accordingly, and the power conversion efficiency decreases accordingly.
  • the present invention can perform a rapid mode switching process between the power running mode and the regenerative mode, and can further reduce the conduction loss of the semiconductor element as compared with the conventional DC-DC that can improve the power conversion efficiency.
  • An object is to provide a DC converter circuit.
  • the present invention includes first to sixth semiconductor switches each capable of flowing a current in one direction, and an inductor, wherein the first to third semiconductor switches include , Both are connected in a direction in which current flows into one end of the inductor, and all of the fourth to sixth semiconductor switches are connected in directions in which current flows out to the other end of the inductor. And the anode side of the first voltage source is connected to the end of the first and fourth semiconductor switches opposite to the connection end of the inductor, and the connection end of the inductor of the second and fifth semiconductor switches.
  • the anode side of the second voltage source is connected to the opposite end to the cathode side of the first voltage source and the second voltage to the opposite ends of the inductors of the third and sixth semiconductor switches.
  • Source shade To provide a DC-DC converter circuit, characterized in that both the side are connected.
  • the output voltage can be stepped up and down in both directions between the first voltage source and the second voltage source.
  • power can be supplied bidirectionally between the first voltage source and the second voltage source.
  • the direction of the current flowing through the inductor can be made constant. In this way, when switching between the power running mode and the regenerative mode by switching the operation of each semiconductor switch between the on state and the off state, the current flowing through the inductor is not reversed. Time required for switching can be reduced, and quick mode switching processing can be performed.
  • current can be passed through at least two semiconductor elements (semiconductor elements that are two-thirds of the conventional semiconductor elements), and the conduction loss can be reduced accordingly, thereby improving the power conversion efficiency. This operational effect will be described in detail in the first embodiment below.
  • a module used for a power conversion circuit such as an inverter circuit
  • a module in which two reverse conduction type semiconductor elements are integrally connected in series is commercially available.
  • this 2-in-1 module it may be preferable to use this 2-in-1 module depending on design specifications such as power capacity.
  • the first to sixth semiconductor switches turn on and off the current, respectively.
  • First to sixth diodes connected in parallel to the first to sixth semiconductor switches so as to allow a current to flow in a direction opposite to the controllable direction; and the first to sixth semiconductor switches; Illustrated is an aspect further comprising seventh to twelfth diodes connected so as to allow current to flow in the opposite direction to the first to sixth diodes, respectively, between the inductors. it can.
  • the semiconductor switch examples include semiconductor switches such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), and GTO (Gate Turn-Off Thyristor).
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • GTO Gate Turn-Off Thyristor
  • a semiconductor element such as a semiconductor element or a MOSFET in which diodes are connected in parallel with the direction in which a current can flow can be reversed with respect to a semiconductor switch such as IGBT, GTO, etc.
  • a semiconductor element in which a diode (or body diode) is present can be exemplified, and examples thereof include a reverse conduction type IGBT element, a reverse conduction type MOSFET element, and a reverse conduction type GTO element.
  • a gate drive power supply may be used for each semiconductor switch. However, depending on the design specifications such as power capacity, the number of gate drive power supplies can be reduced by using a common gate drive power supply for the semiconductor switches. It may be preferable to do so.
  • the first to third semiconductor switches respectively supply current.
  • First to third diodes connected in parallel to the first to third semiconductor switches so as to allow a current to flow in a direction opposite to the direction in which the on / off control can be performed; the first semiconductor switch;
  • a fourth diode connected to the anode side of the first voltage source so that a current can flow in a direction opposite to the first diode; the second semiconductor switch; and the second voltage.
  • a fifth diode connected to the anode side of the source so as to allow a current to flow in a direction opposite to that of the second diode; the third semiconductor switch; and the first power source.
  • a sixth diode connected between the source and the cathode side of the second voltage source so as to allow a current to flow in a direction opposite to that of the third diode. It can be illustrated.
  • the following aspects (a) to (c) are adopted in the DC-DC converter circuit according to the present invention. Is preferred. That is, As an aspect of (a), when a current flows through the inductor, one or more semiconductor switches among the first to third semiconductor switches and the fourth to sixth semiconductor switches A mode provided with a means for making one or more semiconductor switches of them always into an ON state can be illustrated.
  • the first to third semiconductor switches are turned off before turning one or two of the first to third semiconductor switches off. At least one of the third semiconductor switches other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance, and one or two of the fourth to sixth semiconductor switches are turned on. Means for previously turning on at least one of the semiconductor switches other than the semiconductor switch to be turned off among the fourth to sixth semiconductor switches before turning off the two semiconductor switches.
  • the operation mode before the change Means for turning on all semiconductor switches that are in the ON state for a certain period of time after the change of the operation mode, or all semiconductor switches that are turned on in the changed operation mode before the change of the operation mode A mode provided with the means for making it time on can be illustrated.
  • the following aspect (d) can be exemplified as still another aspect. That is, as an aspect of (d), an aspect in which the third semiconductor switch is replaced with a third diode can be exemplified.
  • the output voltage can be stepped up and down in both directions between the first voltage source and the second voltage source.
  • power can be supplied bidirectionally between the first voltage source and the second voltage source.
  • the direction of the current flowing through the inductor can be made constant. In this way, when switching between the power running mode and the regenerative mode by switching the operation of each semiconductor switch between the on state and the off state, the current flowing through the inductor is not reversed. Time required for switching can be reduced, and quick mode switching processing can be performed.
  • current can be passed through at least two semiconductor elements (semiconductor elements that are two-thirds of the conventional semiconductor elements), and the conduction loss can be reduced accordingly, thereby improving the power conversion efficiency. This operational effect will be described in detail in the second embodiment below.
  • a module used for a power conversion circuit such as an inverter circuit
  • a module in which two reverse conduction type semiconductor elements are integrally connected in series is commercially available.
  • this 2-in-1 module it may be preferable to use this 2-in-1 module depending on design specifications such as power capacity.
  • the first, second, fourth, fifth, and sixth can be configured as a circuit that can apply a 2-in-1 module.
  • a semiconductor switch is connected in parallel to the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches so that the current can flow in a direction opposite to the direction in which the current can be controlled on and off.
  • the fourth, fifth, and sixth diodes further include seventh, eighth, tenth, eleventh, and twelfth diodes that are connected so that current can flow in the opposite direction. Can be illustrated.
  • a gate drive power supply may be used for each semiconductor switch, but depending on design specifications such as power capacity, the number of gate drive power supplies can be reduced by using a common gate drive power supply for the semiconductor switches. It may be preferable to do so.
  • the first and second semiconductor switches are respectively First and second diodes connected in parallel to the first and second semiconductor switches so that a current can flow in a direction opposite to a direction in which the current can be turned on and off, the first semiconductor switch, A fourth diode connected to the anode side of the first voltage source so that a current can flow in a direction opposite to the first diode; the second semiconductor switch; and the second voltage.
  • An embodiment may further include a fifth diode connected between the source and the anode side so that a current can flow in a direction opposite to that of the second diode.
  • the following aspects (e) to (g) are provided from the viewpoint of preventing the breakdown of the first to sixth semiconductor switches due to a high voltage. It is preferable to make it. That is, As an aspect of (e), when an electric current is flowing through the inductor, an aspect including means for always turning on one or more semiconductor switches among the fourth to sixth semiconductor switches It can be illustrated.
  • the first to second semiconductor switches among the fourth to sixth semiconductor switches are turned off before the fourth to sixth semiconductor switches are turned off.
  • a mode provided with the means for turning on at least one of semiconductor switches other than the semiconductor switch made into an OFF state among the 6th semiconductor switches to an ON state beforehand can be illustrated.
  • the mode switching process between the power running mode and the regenerative mode can be performed quickly, and the conduction loss of the semiconductor element can be reduced as compared with the conventional one, thereby improving the power conversion efficiency.
  • a DC-DC converter circuit that can be provided can be provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter illustrated in FIG. 1 is operating in the power running mode.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating the first mode, and FIG. It is a figure which shows 2 mode, and the figure (c) is a figure which shows 3rd mode.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter illustrated in FIG. 1 is operating in the regeneration mode.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating a fourth mode
  • FIG. FIG. 5C is a diagram showing the fifth mode
  • FIG. 5C is a diagram showing the sixth mode.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter circuit illustrated in FIG. 1 is operating in the reflux mode, in which FIG. 4A illustrates a seventh mode, and FIG. It is a figure which shows 8th mode, and a figure (c) is a figure which shows 9th mode.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a 2-in-1 module that can be used for the first to sixth semiconductor switches in the DC-DC converter shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a first embodiment capable of configuring a circuit to which the 2-in-1 module can be applied in the DC-DC converter shown in FIG. FIG.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter shown in FIG.
  • FIG. 8 is a state transition diagram showing an example when the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example of the DC-DC converter shown in FIG.
  • Figure (a) is a diagram showing the state of the first mode
  • Figure (b) is an example when the current path in the commutation state is one way from the first mode to the second mode. It is a figure which shows a commutation state
  • a figure (c) is a figure which shows the state of a 2nd mode.
  • FIG. 9 is a state transition diagram showing an example in the case where the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example of the DC-DC converter shown in FIG. (A) is a diagram showing the state of the first mode, and (b) is a diagram showing two current paths in the commutation state, where the output voltage of the first voltage source and the second voltage source It is a figure which shows the commutation state from the 1st mode to the 5th mode which is an example when a current path changes with magnitude relation with an output voltage, and FIG.5 (c) is a figure which shows the state of a 5th mode. .
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter illustrated in FIG. 10 is operating in the power running mode, in which FIG. 11A illustrates the first mode, and FIG. It is a figure which shows 2 mode, and the figure (c) is a figure which shows 3rd mode.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter illustrated in FIG. 10 is operating in the regeneration mode, in which FIG. 12A illustrates the fourth mode
  • FIG. FIG. 5C is a diagram showing the fifth mode
  • FIG. 5C is a diagram showing the sixth mode.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter circuit illustrated in FIG. 10 is operating in the reflux mode, in which FIG. 13A illustrates the seventh mode, and FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of a 2-in-1 module that can be used for the first, second, fourth, and fifth semiconductor switches in the DC-DC converter shown in FIG.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a first embodiment capable of configuring a circuit to which the 2-in-1 module can be applied in the DC-DC converter shown in FIG.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a second embodiment capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter shown in FIG. FIG.
  • FIG. 17 is a state transition diagram showing an example when the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example of the DC-DC converter shown in FIG.
  • Figure (a) is a diagram showing the state of the first mode
  • Figure (b) is an example when the current path in the commutation state is one way from the first mode to the second mode. It is a figure which shows a commutation state
  • a figure (c) is a figure which shows the state of a 2nd mode.
  • FIG. 18 is a state transition diagram showing an example when the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example of the DC-DC converter shown in FIG.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing an example of a conventional DC-DC converter circuit.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a state where the DC-DC converter circuit illustrated in FIG. 19 is operating in the powering mode.
  • FIG. 21 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit shown in FIG. 19 is operating in the regeneration mode.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit 10A according to the first embodiment of the present invention.
  • the DC-DC converter circuit 10A shown in FIG. 1 includes first to sixth semiconductor switches S1 to S6 and an inductor L.
  • Each of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 is a semiconductor device that can flow a current in one direction.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all connected to one end of the inductor L (see connection point B) in a direction in which current flows.
  • the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all connected to the other end of the inductor L (see connection point C) in a direction in which current flows out.
  • the anode side of the first voltage source E1 is connected to the end opposite to the connection end of the inductor L of the first and fourth semiconductor switches S1 and S4 (see connection point A).
  • the anode side of the second voltage source E2 is connected to the end opposite to the connection end of the inductor L of the second and fifth semiconductor switches S2, S5 (see connection point D).
  • the DC-DC converter circuit 10A includes a cathode side (see connection point E) of the first voltage source E1 and a second voltage at the end opposite to the connection end of the inductor L of the third and sixth semiconductor switches S3 and S6. Both are connected to the cathode side (see connection point E) of the source E2.
  • the first and second voltage sources E1, E2 can be power storage devices such as batteries and capacitors.
  • the first and second voltage sources E1, E2 can be connected to a power conversion circuit such as an inverter circuit that operates a vehicle drive motor such as a motor.
  • the DC-DC converter circuit 10A further includes a control device 20A.
  • the control device 20A includes a processing unit 21 such as a CPU (Central Processing Unit) and a storage unit 22A.
  • the storage unit 22A includes a storage memory such as a ROM (Read Only Memory) or a RAM (Random Access Memory), and stores various control programs, necessary functions and tables, and various data.
  • the control device 20A is configured to control the switching operations of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 of the DC-DC converter circuit 10A.
  • the operation modes indicating the on state and the off state of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 are changed from the first mode to the third mode that operate in the powering mode.
  • the mode and the following fourth mode to sixth mode that operate in the regeneration mode can be exemplified.
  • FIG. 2 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit 10A shown in FIG. 1 is operating in the power running mode.
  • FIG. 2 (a) shows the first mode
  • FIG. 2 (b) shows the second mode
  • FIG. 2 (c) shows the third mode.
  • FIG. 3 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit 10A shown in FIG. 1 is operating in the regeneration mode.
  • 3A shows the fourth mode
  • FIG. 3B shows the fifth mode
  • FIG. 3C shows the sixth mode.
  • the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 are turned on, and the other second to fifth semiconductor switches S2 to S5 are turned on. Is in an off state, and the first current path R1 from the first voltage source E1 through the first semiconductor switch S1, the inductor L, and the sixth semiconductor switch S6 to the first voltage source E1 can be formed. .
  • the first and fifth semiconductor switches S1 and S5 are turned on, and the other second to fourth and sixth semiconductor switches S2 to S4 and S6 are turned off.
  • a mode of forming a second current path R2 from the first voltage source E1 through the first semiconductor switch S1, the inductor L, the fifth semiconductor switch S5 and the second voltage source E2 to the first voltage source E1. can do.
  • the third and fifth semiconductor switches S3 and S5 are turned on, and the other first, second, fourth and sixth semiconductor switches S1, S2, A mode in which S4 and S6 are turned off to form a third current path R3 from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 through the third semiconductor switch S3, the inductor L, and the fifth semiconductor switch S5. be able to.
  • the first mode, the second mode, and the third mode are selected according to the magnitude relationship between the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2.
  • Various switching operations for switching at least two modes at a short cycle (for example, any cycle of about 10 kHz to 100 kHz) can be executed.
  • a switching operation for switching between the second mode and the third mode may be executed. If the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the first mode and the second mode can be executed.
  • the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are equal, for example, a switching operation for switching between the first mode and the third mode is executed, or the second mode Can only run.
  • a switching operation for switching between the mode and the third mode may be executed, or only the second mode may be executed.
  • the second and sixth semiconductor switches S2, S6 are turned on, and the other first, third, fourth And the fifth semiconductor switch S1, S3, S4, S5 is turned off, and returns from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 via the second semiconductor switch S2, the inductor L, and the sixth semiconductor switch S6.
  • a mode for forming the current path R4 can be set.
  • the second and fourth semiconductor switches S2, S4 are turned on, and the other first, third, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S3,
  • the fifth current path R5 returns from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 through the second semiconductor switch S2, the inductor L, the fourth semiconductor switch S4, and the first voltage source E1. It is possible to set the mode to form.
  • the third and fourth semiconductor switches S3 and S4 are turned on, and the other first, second, fifth and sixth semiconductor switches S1, S2, S2 are switched on.
  • S5 and S6 are turned off, and a mode is formed in which a sixth current path R6 that returns from the first voltage source E1 to the first voltage source E1 through the third semiconductor switch S3, the inductor L, and the fourth semiconductor switch S4 is formed. be able to.
  • the fourth mode, the fifth mode, and the sixth mode are selected according to the magnitude relationship between the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2.
  • Various switching operations for switching at least two modes at a short cycle (for example, any cycle of about 10 kHz to 100 kHz) can be executed.
  • a switching operation for switching between the fourth mode and the fifth mode may be executed. If the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the fifth mode and the sixth mode can be executed.
  • the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are equal, for example, a switching operation for switching between the fourth mode and the sixth mode is executed, or the fifth mode Can only run.
  • a switching operation for switching between the mode and the sixth mode may be executed, or only the fifth mode may be executed.
  • the seventh to ninth modes operating in the reflux mode are used.
  • a mode may be executed.
  • FIG. 4 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit 10A shown in FIG. 1 is operating in the reflux mode.
  • FIG. 4 (a) shows the seventh mode
  • FIG. 4 (b) shows the eighth mode
  • FIG. 4 (c) shows the ninth mode.
  • the first and fourth semiconductor switches S1, S4 are turned on, and the other second, third, fifth, 6
  • the semiconductor switches S2, S3, S5, and S6 are turned off, and the mode can be set to form the seventh current path R7 that circulates through the inductor L, the fourth semiconductor switch S4, and the first semiconductor switch S1.
  • the third and sixth semiconductor switches S3 and S6 are turned on, and the other first, second, fourth and fifth semiconductor switches S1, S2, S4 and S5 are turned off, and an eighth current path R8 that circulates through the inductor L, the sixth semiconductor switch S6, and the third semiconductor switch S3 can be set.
  • the second and fifth semiconductor switches S2 and S5 are turned on, and the other first, third, fourth and sixth semiconductor switches S1, S3, S4 and S6 are turned off, and a mode in which a ninth current path R9 that circulates through the inductor L, the fifth semiconductor switch S5, and the second semiconductor switch S2 is formed can be set.
  • the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 can be measured with a voltmeter not shown.
  • the step-up / step-down voltages of the output voltages V1, V2 are bidirectionally performed between the first voltage source E1 and the second voltage source E2. It can be carried out.
  • power can be supplied bidirectionally between the first voltage source E1 and the second voltage source E2.
  • the direction of the current flowing through the inductor L can be made constant. In this way, when the mode switching between the power running mode and the regenerative mode is performed by switching the operation of each of the semiconductor switches S1 to S6 between the on state and the off state, the current flowing through the inductor L is not reversed. The time required for mode switching can be reduced, and a quick mode switching process can be performed.
  • the electromagnetic offset type inductor L can be used, and this makes it possible to achieve downsizing.
  • the semiconductor switch for example, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 in the first mode (see FIG. 2A), the first and fifth semiconductors in the second mode (see FIG. 2B), for example. It is only necessary for the currents to pass through the switches S1 and S5 respectively in the third and fifth semiconductor switches S3 and S5 in the third mode (see FIG. 2C).
  • the fourth mode see FIG. 3A
  • the second and sixth semiconductor switches S2 and S6 are used.
  • the fifth mode see FIG. 3B
  • the second and fourth semiconductor switches S2 and S4 are used.
  • the sixth mode In the sixth mode (see FIG. 3C), only the current needs to pass through the third and fourth semiconductor switches S3 and S4. That is, in any mode from the first mode to the sixth mode (in both the power running mode and the regenerative mode), a current is applied to at least two semiconductor elements (semiconductor elements that are half of the conventional ones). Therefore, the conduction loss can be reduced accordingly, and the power conversion efficiency can be improved.
  • semiconductor switches that can be used for the first to sixth semiconductor switches S1 to S6, for example, reverse blocking IGBTs, MOSFETs, GTOs, and the like can be used.
  • first to sixth semiconductor switches S1 to S6 can use, for example, a 2-in-1 module integrally formed by connecting two reverse conducting semiconductor elements in series.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a 2-in-1 module that can be used for the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 in the DC-DC converter 10A shown in FIG.
  • the 2 in 1 module M is configured by a reverse conducting IGBT element.
  • the present invention is not limited to this.
  • the 2 in 1 module may be configured with a reverse conducting MOSFET element or a reverse conducting GTO element.
  • the following first embodiment can be exemplified as an embodiment capable of configuring a circuit to which a 2 in 1 module can be applied.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a first embodiment capable of configuring a circuit to which the 2-in-1 module can be applied in the DC-DC converter 10A shown in FIG.
  • the connection points A to D shown in FIG. 6 correspond to the connection points A to D shown in FIG. The same applies to the circuit of FIG. 7 described later.
  • the DC-DC converter circuit 10A further includes first to twelfth diodes D1 to D12.
  • the first to sixth diodes D1 to D6 are connected to the first to sixth semiconductors so that the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 can pass a current in a direction opposite to a direction in which the current can be turned on / off, respectively.
  • the switches S1 to S6 are connected in parallel.
  • the seventh diode D7 is connected between the first semiconductor switch S1 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the first diode D1.
  • the eighth diode D8 is connected between the second semiconductor switch S2 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the second diode D2.
  • the ninth diode D9 is connected between the third semiconductor switch S3 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the third diode D3.
  • the tenth diode D10 is connected between the fourth semiconductor switch S4 and the inductor L (see connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the fourth diode D4.
  • the eleventh diode D11 is connected between the fifth semiconductor switch S5 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the fifth diode D5.
  • the twelfth diode D12 is connected between the sixth semiconductor switch S6 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the sixth diode D6.
  • the semiconductor element composed of the fourth semiconductor switch S4 and the fourth diode D4 is the first reverse conducting semiconductor element H1 of the upper arm, and is composed of the first semiconductor switch S1 and the first diode D1.
  • the semiconductor element can be the second reverse conducting semiconductor element H2 of the lower arm.
  • the 2-in-1 module M1 formed integrally by connecting the first reverse conducting semiconductor element H1 and the second reverse conducting semiconductor element H2 in series can be used.
  • the semiconductor element composed of the fifth semiconductor switch S5 and the fifth diode D5 is the third reverse conducting semiconductor element H3 of the upper arm, and the semiconductor element composed of the second semiconductor switch S2 and the second diode D2 is the lower arm.
  • the fourth reverse conducting semiconductor element H4 can be obtained.
  • the semiconductor element composed of the sixth semiconductor switch S6 and the sixth diode D6 is the fifth reverse conducting semiconductor element H5 of the upper arm, and the semiconductor element composed of the third semiconductor switch S3 and the third diode D3 is the lower arm.
  • the sixth reverse conducting semiconductor element H6 can be obtained.
  • any of the first to third diodes D1 to D3 is not configured to have a common anode.
  • the configuration is not such that a common emitter can be taken.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are MOSFETs, they are not configured to have a common source.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are GTOs, the configuration is not such that a common cathode can be taken.
  • a gate drive power supply (not shown) provided for each of the first to third semiconductor switches S1 to S3, that is, a total of three gate drive power supplies is required.
  • the following second example can be exemplified as an example capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter circuit 10A according to the first embodiment of the present invention. .
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter 10A shown in FIG.
  • FIG. 7 shows a portion of the inductor L on the connection point B side in the DC-DC converter circuit 10A.
  • the DC-DC converter circuit 10A further includes first to sixth diodes D1 to D6.
  • the first to third diodes D1 to D3 are connected to the first to third semiconductors so that the first to third semiconductor switches S1 to S3 can pass a current in a direction opposite to a direction in which the current can be turned on / off, respectively.
  • the switches S1 to S3 are connected in parallel.
  • the fourth diode D4 is connected between the first semiconductor switch S1 and the anode side of the first voltage source E1 (see connection point A) so that a current can flow in the opposite direction to the first diode D1. ing.
  • the fifth diode D5 is connected between the second semiconductor switch S2 and the anode side of the second voltage source E2 (see the connection point D) so that a current can flow in the opposite direction to the second diode D2. ing.
  • the sixth diode D6 allows a current to flow in the opposite direction to the third diode D3 between the third semiconductor switch S3 and the cathode sides (see the connection point E) of both the first voltage source E1 and the second voltage source E2. Connected so that it can.
  • the anode side of the first diode D1, the anode side of the second diode D2, and the anode side of the third diode D3 are connected, and the first diode D1, the second diode D2, and the third diode are connected.
  • the same (common) gate drive power supply (not shown) can be used for the first semiconductor switch S1, the second semiconductor switch S2, and the third semiconductor switch S3. . Therefore, only one gate drive power source is required for the first semiconductor switch S1, the second semiconductor switch S2, and the third semiconductor switch S3.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off, or / and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S4 are turned off.
  • a high voltage is applied to the first to sixth semiconductor switches S1 to S6, which may destroy any of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6.
  • the DC-DC converter circuit 10A has a protection function for performing the first control example to the third control example of the next switching operation by the control device 20A.
  • the current flowing through the inductor L can be measured with an ammeter not shown.
  • the control device 20A can recognize whether or not a current flows through the inductor L based on the detection result of the ammeter.
  • the control device 20A when current flows through the inductor L, the control device 20A includes one or more semiconductor switches among the first to third semiconductor switches S1 to S3, and the fourth to sixth semiconductor switches.
  • the control voltages of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 are controlled so that one or more semiconductor switches of S4 to S6 are always turned on.
  • the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed. If the first semiconductor switch S1 and the fifth semiconductor switch S5 are in the on state, the second current path R2 (see FIG. 2B) is formed. If the third semiconductor switch S3 and the fifth semiconductor switch S5 are in the on state, the third current path R3 (FIG. 2C) is formed.
  • the fourth current path R4 (see FIG. 3A) is formed. If the second semiconductor switch S2 and the fourth semiconductor switch S4 are in the on state, the fifth current path R5 (see FIG. 3B) is formed. If the third semiconductor switch S3 and the fourth semiconductor switch S4 are in the on state, the sixth current path R6 (see FIG. 3C) is formed.
  • a seventh current path R7 (see FIG. 4A) is formed.
  • the eighth current path R8 (FIG. 4B) is formed.
  • the second semiconductor switch S2 and the fifth semiconductor switch S5 are in the on state, a ninth current path R9 (see FIG. 4C) is formed.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off or / and that the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off. In this way, any one of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 due to the high voltage can be prevented from being destroyed.
  • the control device 20A when a current flows through the inductor L, the control device 20A before turning off one or two of the first to third semiconductor switches S1 to S3, At least one of the first to third semiconductor switches S1 to S3 other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance, and one of the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 is turned on. Before turning one or two semiconductor switches off, at least one of the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance. As described above, the control voltages of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 are controlled.
  • the other first semiconductor switches S1 are turned on in advance
  • the sixth semiconductor switch S6 other than the fourth and fifth semiconductor switches S4 and S5 to be turned off are turned on in advance, all the semiconductor switches S1 to S6 are turned on.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off or / and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off. In this way, any one of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 due to the high voltage can be prevented from being destroyed.
  • FIG. 8A shows the state of the first mode
  • FIG. 8B shows the transition from the first mode to the second mode, which is an example when the current path in the commutation state is one.
  • the flow state is shown
  • FIG. 8C shows the state of the second mode.
  • the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed in the first mode.
  • all the semiconductor switches in this case, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 that are in the on state in the operation mode before the change are in a certain time after the change of the operation mode. Turns on.
  • all the semiconductor switches in this case, the first and fifth semiconductor switches S1 and S5 that are turned on in the changed operation mode are turned on for a predetermined time before the operation mode is changed.
  • the first, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S5, and S6 are turned on, and as a result, the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed.
  • the second mode is set, and the second current path R2 (see FIG. 2B) is formed.
  • FIG. 9A shows the state of the first mode
  • FIG. 9B shows two current paths in the commutation state.
  • FIG. 9C shows the commutation state from the first mode to the fifth mode, which is an example of the case where the current path differs depending on the magnitude relationship between the output voltage V2 of E2 and FIG. 9C shows the state of the fifth mode. ing.
  • the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed in the first mode.
  • all the semiconductor switches in this case, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 that are in the on state in the operation mode before the change are in a certain time after the change of the operation mode. Turns on.
  • all the semiconductor switches in this case, the second and fourth semiconductor switches S2 and S4 that are turned on in the changed operation mode are turned on for a certain period of time before the operation mode is changed.
  • the first, second, fourth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, and S6 are turned on, and the output voltage V1 of the first voltage source E1 is larger than the output voltage V2 of the second voltage source E2.
  • the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed
  • the fourth current path R4 (see FIG. 2) when the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2. 3 (a)) is formed.
  • the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off or / and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off. In this way, any one of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 due to the high voltage can be prevented from being destroyed.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit 10B according to the second embodiment of the present invention. Note that, in FIG. 10 and FIGS. 11 to 18 described later, members having substantially the same configuration as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
  • the DC-DC converter circuit 10B shown in FIG. 10 includes first, second, fourth, fifth and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, S6, a third diode D3, and an inductor L. ing.
  • the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6 are each a semiconductor device that can flow current in one direction.
  • the first and second semiconductor switches S1, S2 and the third diode D3 are both connected to one end of the inductor L (see connection point B) in a direction in which current flows.
  • the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all connected to the other end of the inductor L (see connection point C) in a direction in which current flows out.
  • the anode side of the first voltage source E1 is connected to the end opposite to the connection end of the inductor L of the first and fourth semiconductor switches S1, S4 (see the connection point A).
  • the anode side of the second voltage source E2 is connected to the end opposite to the connection end of the inductor L of the second and fifth semiconductor switches S2, S5 (see connection point D).
  • the DC-DC converter circuit 10B includes a cathode side of the first voltage source E1 (see the connection point E) and the second voltage at the end opposite to the connection end of the third diode D3 and the inductor L of the sixth semiconductor switch S6. Both are connected to the cathode side (see connection point E) of the source E2.
  • the first and second voltage sources E1 and E2 can be power storage devices such as batteries and capacitors.
  • the first and second voltage sources E1, E2 can be connected to a power conversion circuit such as an inverter circuit that operates a vehicle drive motor such as a motor.
  • the DC-DC converter circuit 10B further includes a control device 20B.
  • the control device 20B includes a processing unit 21 such as a CPU (Central Processing Unit) and a storage unit 22B.
  • the storage unit 22B includes a storage memory such as a ROM (Read Only Memory) or a RAM (Random Access Memory), and stores various control programs, necessary functions and tables, and various data.
  • the control device 20B is configured to control the switching operation of the first, second, fourth, fifth and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5 and S6 of the DC-DC converter circuit 10B.
  • the operation mode showing the on state and the off state of the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6.
  • the following first mode to the third mode operating in the power running mode and the next fourth mode to the sixth mode operating in the regenerative mode can be exemplified.
  • FIG. 11 is a diagram showing a state in which the DC-DC converter circuit 10B shown in FIG. 10 is operating in the power running mode.
  • FIG. 11A shows the first mode
  • FIG. 11B shows the second mode
  • FIG. 11C shows the third mode.
  • FIG. 12 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit 10B shown in FIG. 10 is operating in the regeneration mode.
  • FIG. 12A shows the fourth mode
  • FIG. 12B shows the fifth mode
  • FIG. 12C shows the sixth mode.
  • the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 are turned on, and the other second, fourth and fifth semiconductor switches.
  • the first and fifth semiconductor switches S1 and S5 are turned on, and the other second, fourth and sixth semiconductor switches S2, S4 and S6 are turned off.
  • a mode of forming a second current path R2 from the first voltage source E1 through the first semiconductor switch S1, the inductor L, the fifth semiconductor switch S5 and the second voltage source E2 to the first voltage source E1. can do.
  • the fifth semiconductor switch S5 is turned on, and the other first, second, fourth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, and S6 are turned off.
  • the mode can be changed to a mode in which a third current path R3 returning from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 through the third diode D3, the inductor L, and the fifth semiconductor switch S5 is formed.
  • the first mode, the second mode, and the third mode are selected according to the magnitude relationship between the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2.
  • Various switching operations for switching at least two modes at a short cycle (for example, any cycle of about 10 kHz to 100 kHz) can be executed.
  • a switching operation for switching between the second mode and the third mode may be executed. If the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the first mode and the second mode can be executed.
  • the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are equal, for example, a switching operation for switching between the first mode and the third mode is executed, or the second mode Can only run.
  • a switching operation for switching between the mode and the third mode may be executed, or only the second mode may be executed.
  • the second and sixth semiconductor switches S2 and S6 are turned on, and the other first, fourth, and fifth modes.
  • the semiconductor switches S1, S4, and S5 are turned off to form a fourth current path R4 that returns from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 through the second semiconductor switch S2, the inductor L, and the sixth semiconductor switch S6. Mode.
  • the second and fourth semiconductor switches S2 and S4 are turned on, and the other first, fifth and sixth semiconductor switches S1, S5 and S6 are turned off.
  • a mode in which a fifth current path R5 is formed from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 via the second semiconductor switch S2, the inductor L, the fourth semiconductor switch S4, and the first voltage source E1. can do.
  • the fourth semiconductor switch S4 is turned on, and the other first, second, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S5, and S6 are turned off.
  • a state can be established in which a sixth current path R6 is formed from the first voltage source E1 to the first voltage source E1 through the third diode D3, the inductor L, and the fourth semiconductor switch S4.
  • the fourth mode, the fifth mode, and the sixth mode are selected according to the magnitude relationship between the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2.
  • Various switching operations for switching at least two modes at a short cycle (for example, any cycle of about 10 kHz to 100 kHz) can be executed.
  • a switching operation for switching between the fourth mode and the fifth mode may be executed. If the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the fifth mode and the sixth mode can be executed.
  • the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are equal, for example, a switching operation for switching between the fourth mode and the sixth mode is executed, or the fifth mode Can only run.
  • a switching operation for switching between the mode and the sixth mode may be executed, or only the fifth mode may be executed.
  • the operation mode showing the on state and the off state of the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6.
  • the following seventh mode to ninth mode that operate in the reflux mode may be executed.
  • FIG. 13 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit 10B shown in FIG. 10 is operating in the reflux mode.
  • FIG. 13 (a) shows the seventh mode
  • FIG. 13 (b) shows the eighth mode
  • FIG. 13 (c) shows the ninth mode.
  • the first and fourth semiconductor switches S1 and S4 are turned on, and the other second, fifth and sixth semiconductor switches. S2, S5, and S6 are turned off, and the mode can be set to form the seventh current path R7 that circulates through the inductor L, the fourth semiconductor switch S4, and the first semiconductor switch S1.
  • the sixth semiconductor switch S6 is turned on, and the other first, second, fourth, and fifth semiconductor switches S1, S2, S4, and S5 are turned off.
  • the state can be changed to a mode in which an eighth current path R8 that circulates through the inductor L, the sixth semiconductor switch S6, and the third diode D3 is formed.
  • the second and fifth semiconductor switches S2 and S5 are turned on, and the other first, fourth and sixth semiconductor switches S1, S4 and S6 are turned off. It becomes a state and it can be set as the mode which forms 9th electric current path R9 which circulates through inductor L, 5th semiconductor switch S5, and 2nd semiconductor switch S2.
  • the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 can be measured with a voltmeter not shown.
  • the step-up / step-down voltages of the output voltages V1, V2 are bidirectionally performed between the first voltage source E1 and the second voltage source E2. It can be carried out.
  • power can be supplied bidirectionally between the first voltage source E1 and the second voltage source E2.
  • the direction of the current flowing through the inductor L can be made constant. In this way, the current flowing through the inductor L can be reversed when switching between the power running mode and the regenerative mode by switching the operation of the semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6 between the on state and the off state.
  • the time required for mode switching can be reduced correspondingly, and a quick mode switching process can be performed.
  • the electromagnetic offset type inductor L can be used, and this makes it possible to achieve downsizing.
  • the semiconductor switch for example, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 in the first mode (see FIG. 11A), and the first and fifth semiconductors in the second mode (see FIG. 11B). It is only necessary to pass current through the switches S1 and S5 through the third diode D3 and the fifth semiconductor switch S5 in the third mode (see FIG. 11C).
  • the second and sixth semiconductor switches S2 and S6 are used.
  • the second and fourth semiconductor switches S2 and S4 are used.
  • the sixth mode see FIG. 12C
  • the shorter the switching period of each mode the larger the switching loss of the first, second, fourth, fifth and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5 and S6. It can be effective.
  • semiconductor switches that can be used for the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6, for example, reverse blocking IGBTs, MOSFETs, and GTOs are used. Can do.
  • the first, second, fourth, and fifth semiconductor switches S1, S2, S4, and S5 are, for example, 2in1 modules that are integrally formed by connecting two reverse conducting semiconductor elements in series. it can.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of a 2-in-1 module that can be used for the first, second, fourth, and fifth semiconductor switches S1, S2, S4, and S5 in the DC-DC converter 10B shown in FIG.
  • the 2 in 1 module M is configured by a reverse conducting IGBT element.
  • the present invention is not limited to this.
  • the 2 in 1 module may be configured with a reverse conducting MOSFET element or a reverse conducting GTO element.
  • the following first embodiment can be exemplified as an embodiment capable of configuring a circuit to which a 2 in 1 module can be applied.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a first embodiment capable of constructing a circuit to which the 2-in-1 module can be applied in the DC-DC converter 10B shown in FIG. Note that the connection points A to D shown in FIG. 15 correspond to the connection points A to D shown in FIG. The same applies to the circuit of FIG. 16 described later.
  • the DC-DC converter circuit 10B includes first, second, fourth to eighth, and tenth to twelfth diodes D1, D2, D4 to D8, D10 to D12. Is further provided.
  • the first, second, fourth, fifth and sixth diodes D1, D2, D4, D5, D6 are connected to the first, second, fourth, fifth and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5.
  • the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6 are configured so that S6 can flow a current in a direction opposite to a direction in which the current can be turned on and off, respectively. Connected in parallel.
  • the seventh diode D7 is connected between the first semiconductor switch S1 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the first diode D1.
  • the eighth diode D8 is connected between the second semiconductor switch S2 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the second diode D2.
  • the tenth diode D10 is connected between the fourth semiconductor switch S4 and the inductor L (see connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the fourth diode D4.
  • the eleventh diode D11 is connected between the fifth semiconductor switch S5 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the fifth diode D5.
  • the twelfth diode D12 is connected between the sixth semiconductor switch S6 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the sixth diode D6.
  • the semiconductor element composed of the fourth semiconductor switch S4 and the fourth diode D4 is the first reverse conducting semiconductor element H1 of the upper arm, and is composed of the first semiconductor switch S1 and the first diode D1.
  • the semiconductor element can be the second reverse conducting semiconductor element H2 of the lower arm.
  • the semiconductor element composed of the fifth semiconductor switch S5 and the fifth diode D5 is the third reverse conducting semiconductor element H3 of the upper arm, and the semiconductor element composed of the second semiconductor switch S2 and the second diode D2 is the lower arm.
  • the fourth reverse conducting semiconductor element H4 can be obtained.
  • neither the first diode D1 nor the second diode D2 can take a common anode.
  • the first and second semiconductor switches S1 and S2 are IGBTs
  • the configuration is not such that a common emitter can be taken.
  • the first and second semiconductor switches S1 and S2 are MOSFETs
  • they are not configured to have a common source.
  • the first and second semiconductor switches S1 and S2 are GTOs
  • the configuration is not such that a common cathode can be taken.
  • a gate drive power supply (not shown) provided for each of the first and second semiconductor switches S1 and S2, that is, a total of two gate drive power supplies is required.
  • the following second example can be exemplified as an example capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter circuit 10B according to the second embodiment of the present invention. .
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a second embodiment capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter 10B shown in FIG.
  • FIG. 16 shows a portion of the inductor L on the connection point B side in the DC-DC converter circuit 10B.
  • the DC-DC converter circuit 10B further includes first, second, fourth and fifth diodes D1, D2, D4, D5.
  • the first and second diodes D1 and D2 include first and second semiconductors so that the first and second semiconductor switches S1 and S2 can pass current in a direction opposite to a direction in which current can be controlled on and off, respectively.
  • the switches S1 and S2 are connected in parallel.
  • the fourth diode D4 is connected between the first semiconductor switch S1 and the anode side of the first voltage source E1 (see connection point A) so that a current can flow in the opposite direction to the first diode D1. ing.
  • the fifth diode D5 is connected between the second semiconductor switch S2 and the anode side of the second voltage source E2 (see the connection point D) so that a current can flow in the opposite direction to the second diode D2. ing.
  • the anode side of the first diode D1 and the anode side of the second diode D2 are connected, and can be a common anode for the first diode D1 and the second diode D2 (dashed line). Part ⁇ ).
  • the same (common) gate drive power supply (not shown) can be used for the first semiconductor switch S1 and the second semiconductor switch S2. Therefore, only one gate drive power source is required for the first semiconductor switch S1 and the second semiconductor switch S2.
  • control device 20B of the fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S4, S5, and S6 will be described.
  • the DC-DC converter circuit 10B has a protection function for performing the first to third control examples of the next switching operation by the control device 20B.
  • the current flowing through the inductor L can be measured with an ammeter not shown.
  • the control device 20B can recognize whether or not current flows through the inductor L based on the detection result of the ammeter.
  • the control device 20B when current flows through the inductor L, the control device 20B always turns on one or more semiconductor switches among the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6. The control voltage of the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 is controlled.
  • the third current path R3 (FIG. 11C) is formed.
  • a sixth current path R6 (see FIG. 12C) is formed.
  • an eighth current path R8 (FIG. 13B) is formed.
  • the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off, whereby the fourth, fifth and sixth semiconductor switches S4, S5 and S5 due to the high voltage are avoided.
  • the breakdown of any semiconductor switch in S6 can be prevented.
  • an eighth current path R8 (see FIG. 13B) is formed.
  • the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off, whereby the fourth, fifth and sixth semiconductor switches S4, S5 and S5 due to the high voltage are avoided.
  • the breakdown of any semiconductor switch in S6 can be prevented.
  • the control device 20B is in the ON state of the first, second, fourth, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, S5, and S6 in a state where current flows through the inductor L.
  • the control voltage is controlled.
  • FIGS. 17 and 18 are both examples in the case of changing the operation mode from one mode to the other among the first to ninth modes in the third control example of the DC-DC converter 10B shown in FIG. FIG.
  • FIG. 17A shows the state of the first mode
  • FIG. 17B shows the transition from the first mode to the second mode, which is an example when the current path in the commutation state is one.
  • the flow state is shown
  • FIG. 17C shows the state of the second mode.
  • the first current path R1 (see FIG. 11A) is formed in the first mode.
  • all the semiconductor switches in this case, the first and sixth semiconductor switches S1, S6) that are in the on state in the operation mode before the change are in a certain time after the change of the operation mode. Turns on.
  • all the semiconductor switches in this case, the first and fifth semiconductor switches S1 and S5 that are turned on in the changed operation mode are turned on for a predetermined time before the operation mode is changed.
  • the first, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S5, and S6 are turned on, and as a result, the first current path R1 (see FIG. 11A) is formed.
  • FIG. 18A shows the state of the first mode
  • FIG. 18B shows two current paths in the commutation state
  • FIG. 18C shows a commutation state from the first mode to the fifth mode, which is an example when the current path is different depending on the magnitude relationship between the output voltage V2 of E2 and FIG. 18C shows the state of the fifth mode. ing.
  • the first current path R1 (see FIG. 11A) is formed in the first mode.
  • all the semiconductor switches in this case, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 that are in the on state in the operation mode before the change are in a certain time after the change of the operation mode. Turns on.
  • all the semiconductor switches in this case, the second and fourth semiconductor switches S2 and S4 that are turned on in the changed operation mode are turned on for a certain period of time before the operation mode is changed.
  • the first, second, fourth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, and S6 are turned on, and the output voltage V1 of the first voltage source E1 is larger than the output voltage V2 of the second voltage source E2.
  • the first current path R1 (see FIG. 11A) is formed
  • the fourth current path R4 in FIG. 11) when the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2. 12 (a)) is formed.
  • the fifth mode is set, and the second current path R5 (see FIG. 12B) is formed.
  • the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off, whereby the fourth, fifth and sixth semiconductor switches S4, S5 and S5 due to the high voltage are avoided.
  • the breakdown of any semiconductor switch in S6 can be prevented.

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Abstract

　迅速なモード切換処理を行うことができる上、従来よりも半導体素子の導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができるＤＣ－ＤＣコンバータ回路を提供する。　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６とインダクタＬとを備え、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３は、何れもインダクタＬの一端に接続されており、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６は、何れもインダクタＬの他端に接続されており、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４のインダクタＬの接続端とは反対側端に第１電圧源Ｅ１が接続され、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５のインダクタＬの接続端とは反対側端に第２電圧源Ｅ２が接続され、第３及び第６半導体スイッチＳ３，Ｓ６のインダクタＬの接続端とは反対側端に第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との双方が接続される。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータ回路
　本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路に関するものであり、特に、双方向昇降圧形ＤＣ－ＤＣコンバータ回路における導通損低減に関するものである。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、例えば、第１及び第２直流電圧源（以下、単に第１及び第２電圧源という）の間に接続され、第１及び第２電圧源の出力電圧に基づき、第１電圧源から第２電圧源に電力を供給したり、或いは、第２電圧源から第１電圧源に電力を供給したりすることが可能な双方向形のスイッチング回路として用いられる。
　例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、作業車両などの電動車両に用いられることがある。電動車両は、一般的に、バッテリやキャパシタ等の蓄電装置からの直流電力をインバータ回路等の電力変換回路にて交流電力に変換して得られた交流電力でモータ等の車両駆動電動機を作動させるようになっている。そして、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、第１電圧源として作用する蓄電装置と、インバータ回路等の電力変換回路が接続された第２電圧源との間に設けられ、力行モード時には蓄電装置から電力変換回路に電力を供給する一方、回生モード時には電力変換回路から蓄電装置に電力を供給することが可能な構成とされている。
　従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路として、例えば、下記特許文献１に記載のチョッパ回路（特許文献１の図１参照）がある。
　図１９は、従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路の一例を示す回路図である。図１９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、第１から第４までの半導体スイッチ１２１～１２４と、第１から第４までのダイオード１２５～１２８と、インダクタ１２９とを備えている。
　第１から第４半導体スイッチ１２１～１２４は、何れも一方向にのみ電流を流すことができる半導体デバイスである。第１及び第２ダイオード１２５，１２６は、それぞれ、第１及び第２半導体スイッチ１２１，１２２に対して電流を流すことができる方向を逆にしてそれぞれ並列接続されており、第１半導体スイッチ１２１に並列接続された第１ダイオード１２５のカソード側と、第２半導体スイッチ１２２に並列接続された第２ダイオード１２６のアノード側とが接続されている。
　第３半導体スイッチ１２３の電流流入側と第１半導体スイッチ１２１に並列接続された第１ダイオード１２５のカソード側とが接続されており、第４ダイオード１２８のカソード側と第２半導体スイッチ１２２に並列接続された第２ダイオード１２６のアノード側とが接続されている。
　インダクタ１２９は、一端が第３半導体スイッチ１２３の電流流出側及び第３ダイオード１２７のカソード側の双方に接続され、かつ、他端が第４ダイオード１２８のアノード側及び第４半導体スイッチ１２４の電流流入側の双方に接続されている。
　そして、図１９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、第１半導体スイッチ１２１に並列接続された第１ダイオード１２５のアノード側と第３ダイオード１２７のアノード側との間に第１電圧源１１０が接続され、第２半導体スイッチ１２２に並列接続された第２ダイオード１２６のカソード側と第４半導体スイッチ１２４の電流流出側との間に第２電圧源１２０が接続されるようになっている。
　このような従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路では、各半導体スイッチ１２１～１２４のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、次の力行モード及び回生モードを例示できる。
　図２０は、図１９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路において力行モードで動作している状態を示す図である。
　力行モードは、例えば、図２０に示すように、第１電圧源１１０から第１ダイオード１２５、第３半導体スイッチ１２３、インダクタ１２９及び第４半導体スイッチ１２４を経て第１電圧源１１０に戻る電流経路Ｒａを形成するモードとされている。
　また、図２１は、図１９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路において回生モードで動作している状態を示す図である。
　回生モードは、例えば、図２１に示すように、第１電圧源１１０から第３ダイオード１２７、インダクタ１２９及び第４ダイオード１２８及び第１半導体スイッチ１２１を経て第１電圧源１１０に戻る電流経路Ｒｂを形成するモードとされている。
　このような従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路では、力行モードの電流経路Ｒａ及び回生モードの電流経路Ｒｂにおいて、インダクタ１２９に流れる電流の向きを一定方向にしている。こうすることで、各半導体スイッチ１２１～１２４のオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、インダクタ１２９に流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。しかし、第１電圧源１１０の出力電圧Ｖ１が第２電圧源１２０の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、第１及び第２ダイオード１２５，１２６がオン状態となり、出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２とが等しくなるため、第２電圧源１２０の出力電圧Ｖ２を第１電圧源１１０の出力電圧Ｖ１以下に降圧することができない。
特開２００７－１５１３１１号公報
　ところで、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路においては、電流が通過する半導体素子の数が多くなれば、それだけ導通損が大きくなり、それに伴って電力変換効率が低下する。
　図１９に示す従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路では、半導体素子として、例えば、力行モード（図２０参照）で第１ダイオード１２５及び第３半導体スイッチ１２３及び第４半導体スイッチ１２４に電流が通過することになる。また、回生モード（図２１参照）で第３ダイオード１２７、第４ダイオード１２８及び第１半導体スイッチ１２１に電流が通過することになる。つまり、力行モード及び回生モードの何れのモードにおいても、少なくとも三つの半導体素子に対して電流が通過するため、それだけ導通損が大きくなり、それに伴って電力変換効率が低下する。
　そこで、本発明は、力行モードと回生モードとの迅速なモード切換処理を行うことができる上、従来よりも半導体素子の導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができるＤＣ－ＤＣコンバータ回路を提供することを目的とする。
　本発明は、前記課題を解決するために、それぞれが一方向に電流を流すことができる第１から第６までの半導体スイッチと、インダクタとを備え、前記第１から第３までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの一端に対して電流が流入する向きに接続されており、前記第４から第６までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの他端に対して電流が流出する向きに接続されており、前記第１及び第４の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第１電圧源の陽極側が接続され、前記第２及び第５の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第２電圧源の陽極側が接続され、前記第３及び第６の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に前記第１電圧源の陰極側と前記第２電圧源の陰極側との双方が接続されることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路を提供する。
　本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路によれば、前記第１電圧源と前記第２電圧源との間で双方向に出力電圧の昇降圧を行うことができる。また、前記第１電圧源と前記第２電圧源との間で双方向に電力を供給することができる。さらに、前記インダクタに流れる電流の向きを一定方向にすることができる。こうすることで、前記各半導体スイッチのオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、前記インダクタに流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。しかも、少なくとも二つの半導体素子（従来に比べて３分の２の半導体素子）に対して電流を通過させることができ、それだけ導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができる。なお、この作用効果については、以下の第１実施形態で詳しく説明する。
　ところで、インバータ回路等の電力変換回路に利用されているモジュールとして、二つの逆導通形の半導体素子を直列接続して一体的に形成したモジュール（いわゆる２ｉｎ１モジュール）が市販されている。本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、電力容量等の設計仕様によっては、この２ｉｎ１モジュールを用いることが好ましい場合がある。
　かかる観点から、本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な態様として、前記第１から第６までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第６までの半導体スイッチに並列接続された第１から第６までのダイオードと、前記第１から第６までの半導体スイッチと前記インダクタとの間に、それぞれ、前記第１から第６までのダイオードと逆方向に電流を流すことができるように接続された第７から第１２までのダイオードとをさらに備えている態様を例示できる。
　なお、前記半導体スイッチとしては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）及びＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）等の半導体スイッチを例示できる。前記逆導通形の半導体素子としては、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等の半導体スイッチに対して電流を流すことができる方向を逆にしてダイオードを並列接続した半導体素子、ＭＯＳＦＥＴ等のように半導体の構造的に寄生ダイオード（または、ボディダイオード）が存在する半導体素子を例示でき、例えば、逆導通形のＩＧＢＴ素子、逆導通形のＭＯＳＦＥＴ素子、逆導通形のＧＴＯ素子を挙げることができる。
　また、各半導体スイッチに対して、それぞれ、ゲートドライブ電源を用いてもよいが、電力容量等の設計仕様によっては、半導体スイッチに対して共通のゲートドライブ電源を用いてゲートドライブ電源の個数を削減することが好ましい場合がある。
　かかる観点から、本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な態様として、前記第１から第３までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第３までの半導体スイッチに並列接続された第１から第３までのダイオードと、前記第１の半導体スイッチと前記第１電圧源の陽極側との間に、前記第１のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第４のダイオードと、前記第２の半導体スイッチと前記第２電圧源の陽極側との間に、前記第２のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第５のダイオードと、前記第３の半導体スイッチと前記第１電圧源及び前記第２電圧源の双方の陰極側との間に、前記第３のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第６のダイオードとをさらに備えている態様を例示できる。
　また、高電圧による前記第１から第６までの半導体スイッチの破壊を防止する観点からは、本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、次の（ａ）から（ｃ）までの態様にすることが好ましい。すなわち、
　（ａ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチと、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチとを常時オン状態とするための手段を備える態様を例示できる。
　（ｂ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とし、かつ、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするための手段を備える態様を例示できる。
　（ｃ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている状態で、前記第１から第６までの半導体スイッチのオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とするための手段、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするための手段を備える態様を例示できる。
　本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、さらに他の態様として、次の（ｄ）の態様を例示できる。すなわち、
　（ｄ）の態様として、前記第３の半導体スイッチを第３のダイオードに置換した態様を例示できる。
　前記（ｄ）の態様によれば、前記第１電圧源と前記第２電圧源との間で双方向に出力電圧の昇降圧を行うことができる。また、前記第１電圧源と前記第２電圧源との間で双方向に電力を供給することができる。さらに、前記インダクタに流れる電流の向きを一定方向にすることができる。こうすることで、前記各半導体スイッチのオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、前記インダクタに流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。しかも、少なくとも二つの半導体素子（従来に比べて３分の２の半導体素子）に対して電流を通過させることができ、それだけ導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができる。なお、この作用効果については、以下の第２実施形態で詳しく説明する。
　既述のとおり、インバータ回路等の電力変換回路に利用されているモジュールとして、二つの逆導通形の半導体素子を直列接続して一体的に形成したモジュール（いわゆる２ｉｎ１モジュール）が市販されているが、前記（ｄ）の態様のＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、電力容量等の設計仕様によっては、この２ｉｎ１モジュールを用いることが好ましい場合がある。
　かかる観点から、前記（ｄ）の態様のＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な態様として、前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチに並列接続された第１、第２、第４、第５及び第６のダイオードと、前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチと前記インダクタとの間に、それぞれ、前記第１、第２、第４、第５及び第６のダイオードと逆方向に電流を流すことができるように接続された第７、第８、第１０、第１１及び第１２までのダイオードとをさらに備えている態様を例示できる。
　なお、各半導体スイッチに対して、それぞれ、ゲートドライブ電源を用いてもよいが、電力容量等の設計仕様によっては、半導体スイッチに対して共通のゲートドライブ電源を用いてゲートドライブ電源の個数を削減することが好ましい場合がある。
　かかる観点から、前記（ｄ）の態様のＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な態様として、前記第１及び第２の半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１及び第２の半導体スイッチに並列接続された第１及び第２のダイオードと、前記第１の半導体スイッチと前記第１電圧源の陽極側との間に、前記第１のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第４のダイオードと、前記第２の半導体スイッチと前記第２電圧源の陽極側との間に、前記第２のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第５のダイオードとをさらに備えている態様を例示できる。
　また、前記（ｄ）の態様のＤＣ－ＤＣコンバータ回路において、高電圧による前記第１から第６までの半導体スイッチの破壊を防止する観点からは、次の（ｅ）から（ｇ）までの態様にすることが好ましい。すなわち、
　（ｅ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチを常時オン状態とするための手段を備える態様を例示できる。
　（ｆ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするための手段を備える態様を例示できる。
　（ｇ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている状態で、前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチのオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とするための手段、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするための手段を備える態様を例示できる。
　以上説明したように、本発明によると、力行モードと回生モードとの迅速なモード切換処理を行うことができる上、従来よりも半導体素子の導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができるＤＣ－ＤＣコンバータ回路を提供することができる。
図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路を示す回路図である。 図２は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて力行モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第１モードを示す図であり、図（ｂ）は、第２モードを示す図であり、図（ｃ）は、第３モードを示す図である。 図３は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて回生モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第４モードを示す図であり、図（ｂ）は、第５モードを示す図であり、図（ｃ）は、第６モードを示す図である。 図４は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路において環流モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第７モードを示す図であり、図（ｂ）は、第８モードを示す図であり、図（ｃ）は、第９モードを示す図である。 図５は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて第１から第６半導体スイッチに用いることができる２ｉｎ１モジュールの例を示す図である。 図６は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な第１実施例の回路図である。 図７は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいてゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な第２実施例の回路図である。 図８は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータの第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図であって、図（ａ）は、第１モードの状態を示す図であり、図（ｂ）は、転流状態における電流経路が一通りである場合の一例である第１モードから第２モードへの転流状態を示す図であり、図（ｃ）は、第２モードの状態を示す図である。 図９は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータの第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図であって、図（ａ）は、第１モードの状態を示す図であり、図（ｂ）は、転流状態における電流経路が二通りであり、第１電圧源の出力電圧と第２電圧源の出力電圧との大小関係によって電流経路が異なる場合の一例である第１モードから第５モードへの転流状態を示す図であり、図（ｃ）は、第５モードの状態を示す図である。 図１０は、本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路を示す回路図である。 図１１は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて力行モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第１モードを示す図であり、図（ｂ）は、第２モードを示す図であり、図（ｃ）は、第３モードを示す図である。 図１２は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて回生モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第４モードを示す図であり、図（ｂ）は、第５モードを示す図であり、図（ｃ）は、第６モードを示す図である。 図１３は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路において環流モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第７モードを示す図であり、図（ｂ）は、第８モードを示す図であり、図（ｃ）は、第９モードを示す図である。 図１４は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて第１、第２、第４及び第５半導体スイッチに用いることができる２ｉｎ１モジュールの例を示す図である。 図１５は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいて２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な第１実施例の回路図である。 図１６は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータにおいてゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な第２実施例の回路図である。 図１７は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータの第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図であって、図（ａ）は、第１モードの状態を示す図であり、図（ｂ）は、転流状態における電流経路が一通りである場合の一例である第１モードから第２モードへの転流状態を示す図であり、図（ｃ）は、第２モードの状態を示す図である。 図１８は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータの第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図であって、図（ａ）は、第１モードの状態を示す図であり、図（ｂ）は、転流状態における電流経路が二通りであり、第１電圧源の出力電圧と第２電圧源の出力電圧との大小関係によって電流経路が異なる場合の一例である第１モードから第５モードへの転流状態を示す図であり、図（ｃ）は、第５モードの状態を示す図である。 図１９は、従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路の一例を示す回路図である。 図２０は、図１９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路において力行モードで動作している状態を示す図である。 図２１は、図１９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路において回生モードで動作している状態を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しつつ説明する。なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
　（第１実施形態）
　図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａを示す回路図である。
　図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６と、インダクタＬとを備えている。
　第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６は、それぞれが一方向に電流を流すことができる半導体デバイスとされている。
　第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３は、何れもインダクタＬの一端（接続点Ｂ参照）に対して電流が流入する向きに接続されている。
　第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６は、何れもインダクタＬの他端（接続点Ｃ参照）に対して電流が流出する向きに接続されている。
　そして、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４のインダクタＬの接続端とは反対側端（接続点Ａ参照）に第１電圧源Ｅ１の陽極側が接続され、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５のインダクタＬの接続端とは反対側端（接続点Ｄ参照）に第２電圧源Ｅ２の陽極側が接続されるようになっている。
　また、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、第３及び第６半導体スイッチＳ３，Ｓ６のインダクタＬの接続端とは反対側端に第１電圧源Ｅ１の陰極側（接続点Ｅ参照）と第２電圧源Ｅ２の陰極側（接続点Ｅ参照）との双方が接続されるようになっている。
　なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａが作業車両に適用される場合には、例えば、第１及び第２電圧源Ｅ１，Ｅ２は、バッテリやキャパシタ等の蓄電装置とすることができる。また、第１及び第２電圧源Ｅ１，Ｅ２には、モータ等の車両駆動電動機を作動させるインバータ回路等の電力変換回路を接続することができる。
　本第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、さらに制御装置２０Ａを備えている。制御装置２０Ａは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理部２１と、記憶部２２Ａとを備えている。記憶部２２Ａは、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭ（Random Access Memory）等の記憶メモリを含み、各種制御プログラムや必要な関数およびテーブルや、各種のデータを記憶するようになっている。
　制御装置２０Ａは、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａの第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６のスイッチング動作を制御するように構成されている。
　本第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、力行モードで動作する次の第１モードから第３モードと、回生モードで動作する次の第４モードから第６モードとを例示できる。
　図２は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて力行モードで動作している状態を示す図である。図２（ａ）は、第１モードを示しており、図２（ｂ）は、第２モードを示しており、図２（ｃ）は、第３モードを示している。
　また、図３は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて回生モードで動作している状態を示す図である。図３（ａ）は、第４モードを示しており、図３（ｂ）は、第５モードを示しており、図３（ｃ）は、第６モードを示している。
　力行モードにおいては、例えば、第１モードは、図２（ａ）に示すように、第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第２から第５半導体スイッチＳ２～Ｓ５がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第１半導体スイッチＳ１、インダクタＬ及び第６半導体スイッチＳ６を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第１電流経路Ｒ１を形成するモードとすることができる。
　第２モードは、図２（ｂ）に示すように、第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第２から第４及び第６半導体スイッチＳ２～Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第１半導体スイッチＳ１、インダクタＬ、第５半導体スイッチＳ５及び第２電圧源Ｅ２を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第２電流経路Ｒ２を形成するモードとすることができる。
　第３モードは、図２（ｃ）に示すように、第３及び第５半導体スイッチＳ３，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第３半導体スイッチＳ３、インダクタＬ及び第５半導体スイッチＳ５を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第３電流経路Ｒ３を形成するモードとすることができる。
　そして、力行モードを実行するときは、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係に応じて、第１モードと第２モードと第３モードとのうち少なくとも二つのモードを短い周期（例えば１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚ程度の何れかの周期）で切り換える各種切り換え動作を実行することができる。
　具体的には、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、例えば、第２モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行することができ、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、例えば、第１モードと第２モードとを切り換える切り換え動作を実行することができる。第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とが等しい場合には、例えば、第１モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第２モードのみを実行することができる。なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とがほぼ等しい場合（電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差の絶対値が所定範囲内にある場合）に、第１モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第２モードのみを実行してもよい。
　また、回生モードにおいては、例えば、第４モードは、図３（ａ）に示すように、第２及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第１、第３、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第２半導体スイッチＳ２、インダクタＬ及び第６半導体スイッチＳ６を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第４電流経路Ｒ４を形成するモードとすることができる。
　第５モードは、図３（ｂ）に示すように、第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第１、第３、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第２半導体スイッチＳ２、インダクタＬ、第４半導体スイッチＳ４及び第１電圧源Ｅ１を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第５電流経路Ｒ５を形成するモードとすることができる。
　第６モードは、図３（ｃ）に示すように、第３及び第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第３半導体スイッチＳ３、インダクタＬ及び第４半導体スイッチＳ４を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第６電流経路Ｒ６を形成するモードとすることができる。
　そして、回生モードを実行するときは、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係に応じて、第４モードと第５モードと第６モードとのうち少なくとも二つのモードを短い周期（例えば１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚ程度の何れかの周期）で切り換える各種切り換え動作を実行することができる。
　具体的には、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、例えば、第４モードと第５モードとを切り換える切り換え動作を実行することができ、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、例えば、第５モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行することができる。第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とが等しい場合には、例えば、第４モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第５モードのみを実行することができる。なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とがほぼ等しい場合（電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差の絶対値が所定範囲内にある場合）に、第４モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第５モードのみを実行してもよい。
　本第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、環流モードで動作する次の第７モードから第９モードを実行してもよい。
　図４は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて環流モードで動作している状態を示す図である。図４（ａ）は、第７モードを示しており、図４（ｂ）は、第８モードを示しており、図４（ｃ）は、第９モードを示している。
　環流モードにおいては、例えば、第７モードは、図４（ａ）に示すように、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第２、第３、第５及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、インダクタＬ、第４半導体スイッチＳ４及び第１半導体スイッチＳ１を環流する第７電流経路Ｒ７を形成するモードとすることができる。
　第８モードは、図４（ｂ）に示すように、第３及び第６半導体スイッチＳ３，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、インダクタＬ、第６半導体スイッチＳ６、第３半導体スイッチＳ３を環流する第８電流経路Ｒ８を形成するモードとすることができる。
　第９モードは、図４（ｃ）に示すように、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第１、第３、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、インダクタＬ、第５半導体スイッチＳ５及び第２半導体スイッチＳ２を環流する第９電流経路Ｒ９を形成するモードとすることができる。
　なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１、第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２は、図示を省略した電圧計にて測定することができる。
　以上説明したように、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａでは、第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との間で双方向に出力電圧Ｖ１，Ｖ２の昇降圧を行うことができる。また、第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との間で双方向に電力を供給することができる。さらに、インダクタＬに流れる電流の向きを一定方向にすることができる。こうすることで、各半導体スイッチＳ１～Ｓ６のオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、インダクタＬに流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。また、インダクタＬに流れる電流の向きを一定方向することができるので、電磁オフセット型のインダクタＬを使用することができ、これにより、小型化を実現することが可能となる。しかも、半導体スイッチとして、例えば、第１モード（図２（ａ）参照）で第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６に、第２モード（図２（ｂ）参照）で第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５に、第３モード（図２（ｃ）参照）で第３及び第５半導体スイッチＳ３，Ｓ５にそれぞれ電流が通過するだけで済む。また、第４モード（図３（ａ）参照）で第２及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ６に、第５モード（図３（ｂ）参照）で第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４に、第６モード（図３（ｃ）参照）で第３及び第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４にそれぞれ電流が通過するだけで済む。つまり、第１モードから第６モードの何れのモードにおいても（力行モード及び回生モードの何れにおいても）、少なくとも二つの半導体素子（従来に比べて２分の３の半導体素子）に対して電流を通過させることができ、それだけ導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができる。
　特に、各モードの切り換え周期が短い程、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６のスイッチングロスが大きくなるため、それだけ前記した作用効果を有効なものとすることができる。
　なお、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６に用いることができる半導体スイッチとして、例えば、逆阻止形のＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯ等を用いることができる。
　また、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６は、例えば、二つの逆導通形の半導体素子を直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールを用いることができる。
　図５は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいて第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６に用いることができる２ｉｎ１モジュールの例を示す図である。図５に示す例では、２ｉｎ１モジュールＭを逆導通形のＩＧＢＴ素子で構成している。但し、それに限定されるものではなく、例えば、２ｉｎ１モジュールを逆導通形のＭＯＳＦＥＴ素子で構成してもよいし、逆導通形のＧＴＯ素子で構成してよい。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な実施例として、次の第１実施例を例示できる。
　［第１実施例］
　図６は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいて２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な第１実施例の回路図である。なお、図６に示す各接続点Ａ～Ｄは、図１に示す各接続点Ａ～Ｄに対応している。このことは、後述する図７の回路についても同様である。
　第１実施例では、図６に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、第１から第１２ダイオードＤ１～Ｄ１２をさらに備えている。
　第１から第６ダイオードＤ１～Ｄ６は、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６が、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６に並列接続されている。
　第７ダイオードＤ７は、第１半導体スイッチＳ１とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第１ダイオードＤ１と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第８ダイオードＤ８は、第２半導体スイッチＳ２とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第２ダイオードＤ２と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第９ダイオードＤ９は、第３半導体スイッチＳ３とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第３ダイオードＤ３と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。
　また、第１０ダイオードＤ１０は、第４半導体スイッチＳ４とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第４ダイオードＤ４と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第１１ダイオードＤ１１は、第５半導体スイッチＳ５とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第５ダイオードＤ５と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第１２ダイオードＤ１２は、第６半導体スイッチＳ６とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第６ダイオードＤ６と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。
　この第１実施例では、第４半導体スイッチＳ４と第４ダイオードＤ４とからなる半導体素子を上アームの第１逆導通形の半導体素子Ｈ１とし、第１半導体スイッチＳ１と第１ダイオードＤ１とからなる半導体素子を下アームの第２逆導通形の半導体素子Ｈ２とすることができる。
　これより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、第１逆導通形の半導体素子Ｈ１と第２逆導通形の半導体素子Ｈ２とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ１を用いることができる。
　また、第５半導体スイッチＳ５と第５ダイオードＤ５とからなる半導体素子を上アームの第３逆導通形の半導体素子Ｈ３とし、第２半導体スイッチＳ２と第２ダイオードＤ２とからなる半導体素子を下アームの第４逆導通形の半導体素子Ｈ４とすることができる。
　これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、第３逆導通形の半導体素子Ｈ３と第４逆導通形の半導体素子Ｈ４とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ２を用いることができる。
　また、第６半導体スイッチＳ６と第６ダイオードＤ６とからなる半導体素子を上アームの第５逆導通形の半導体素子Ｈ５とし、第３半導体スイッチＳ３と第３ダイオードＤ３とからなる半導体素子を下アームの第６逆導通形の半導体素子Ｈ６とすることができる。
　これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、第５逆導通形の半導体素子Ｈ５と第６逆導通形の半導体素子Ｈ６とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ３を用いることができる。
　このように、２ｉｎ１モジュールＭ１～Ｍ３を用いることができるので、使い勝手のよい回路構成を実現することが可能となる。
　ところで、第１実施例の回路構成では、図６に示すように、第１から第３ダイオードＤ１～Ｄ３の何れにおいても共通アノードをとり得る構成にはなっていない。例えば、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３がＩＧＢＴである場合、共通のエミッタをとり得る構成にはなっていない。また、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３がＭＯＳＦＥＴである場合、共通のソースをとり得る構成にはなっていない。また、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３がＧＴＯである場合、共通のカソードをとり得る構成にはなっていない。
　このために、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３のそれぞれに対して設けられるゲートドライブ電源（図示せず）、すなわち、合計３個のゲートドライブ電源が必要となる。
　かかる観点から、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な実施例として、次の第２実施例を例示できる。
　［第２実施例］
　図７は、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいてゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な第２実施例の回路図である。なお、図７は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０ＡにおいてインダクタＬの接続点Ｂ側の部分を示している。
　第２実施例では、図７に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａは、第１から第６ダイオードＤ１～Ｄ６をさらに備えている。
　第１から第３ダイオードＤ１～Ｄ３は、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３が、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３に並列接続されている。
　第４ダイオードＤ４は、第１半導体スイッチＳ１と第１電圧源Ｅ１の陽極側（接続点Ａ参照）との間に、第１ダイオードＤ１と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。
　第５ダイオードＤ５は、第２半導体スイッチＳ２と第２電圧源Ｅ２の陽極側（接続点Ｄ参照）との間に、第２ダイオードＤ２と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。
　第６ダイオードＤ６は、第３半導体スイッチＳ３と第１電圧源Ｅ１及び第２電圧源Ｅ２の双方の陰極側（接続点Ｅ参照）の間に、第３ダイオードＤ３と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。
　この第２実施例では、第１ダイオードＤ１のアノード側と第２ダイオードＤ２のアノード側と第３ダイオードＤ３のアノード側とが接続されており、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２及び第３ダイオードに対して共通アノードとすることができる（破線部α参照）。
　これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、第１半導体スイッチＳ１、第２半導体スイッチＳ２及び第３半導体スイッチＳ３に対して同一の（共通の）ゲートドライブ電源（図示せず）とすることができる。従って、第１半導体スイッチＳ１、第２半導体スイッチＳ２及び第３半導体スイッチＳ３に対して１個のゲートドライブ電源で済むことになる。
　次に、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の制御装置２０Ａによる制御例について説明する。
　本第１実施形態では、インダクタＬに電流が流れている場合においては、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となると、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６に高電圧が印加され、これにより第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の何れかの半導体スイッチが破壊することがある。
　かかる観点から、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ａにおいて、制御装置２０Ａによる次のスイッチング動作の第１制御例から第３制御例を行う保護機能を備えている。
　なお、次の第１制御例から第３制御例において、インダクタＬに流れる電流は、図示を省略した電流計にて測定することができる。制御装置２０Ａは、この電流計の検出結果に基づきインダクタＬに電流が流れているか否かを認識することができる。
　［第１制御例］
　第１制御例では、制御装置２０Ａは、インダクタＬに電流が流れている場合は、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３のうちの１個以上の半導体スイッチと、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６のうちの１個以上の半導体スイッチとを常時オン状態とするように、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。
　こうすることで、インダクタＬに電流が流れている場合に、インダクタＬを含む電流経路を確保することができる。
　例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第１半導体スイッチＳ１及び第６半導体スイッチＳ６がオン状態であれば、第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。第１半導体スイッチＳ１及び第５半導体スイッチＳ５がオン状態であれば、第２電流経路Ｒ２（図２（ｂ）参照）が形成される。第３半導体スイッチＳ３及び第５半導体スイッチＳ５がオン状態であれば、第３電流経路Ｒ３（図２（ｃ））が形成される。
　また、例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第２半導体スイッチＳ２及び第６半導体スイッチＳ６がオン状態であれば、第４電流経路Ｒ４（図３（ａ）参照）が形成される。第２半導体スイッチＳ２及び第４半導体スイッチＳ４がオン状態であれば、第５電流経路Ｒ５（図３（ｂ）参照）が形成される。第３半導体スイッチＳ３及び第４半導体スイッチＳ４がオン状態であれば、第６電流経路Ｒ６（図３（ｃ）参照）が形成される。
　また、例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第１半導体スイッチＳ１及び第４半導体スイッチＳ４がオン状態であれば、第７電流経路Ｒ７（図４（ａ）参照）が形成される。第３半導体スイッチＳ３及び第６半導体スイッチＳ６がオン状態であれば、第８電流経路Ｒ８（図４（ｂ））が形成される。第２半導体スイッチＳ２及び第５半導体スイッチＳ５がオン状態であれば、第９電流経路Ｒ９（図４（ｃ）参照）が形成される。
　このように第１制御例では、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。
　［第２制御例］
　第２制御例では、制御装置２０Ａは、インダクタＬに電流が流れている場合は、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３のうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３のうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とし、かつ、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６のうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６のうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするように、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。
　こうすることで、インダクタＬに電流が流れている場合に、インダクタＬを含む電流経路を確保することができる。
　例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、オフ状態とする第２及び第３半導体スイッチＳ２，Ｓ３をオフ状態とする前に、それ以外の第１半導体スイッチＳ１を事前にオン状態にし、オフ状態とする第４及び第５半導体スイッチＳ４，Ｓ５をオフ状態とする前に、それ以外の第６半導体スイッチＳ６を事前にオン状態にすると仮定すると、全ての半導体スイッチＳ１～Ｓ６がオン状態となり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成され、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、第４電流経路Ｒ４（図３（ａ）参照）が形成される。
　このように第２制御例では、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。
　［第３制御例］
　第３制御例では、制御装置２０Ａは、インダクタＬに電流が流れている状態で、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とするか、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするように、第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。
　図８及び図９は、何れも図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａの第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図である。
　図８（ａ）は、第１モードの状態を示しており、図８（ｂ）は、転流状態における電流経路が一通りである場合の一例である第１モードから第２モードへの転流状態を示しており、図８（ｃ）は、第２モードの状態を示している。
　図８（ａ）に示す状態では、第１モードにより第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。
　次に、図８（ｂ）に示す状態では、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６）が動作モードの変更後も一定時間オン状態となる。または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５）が動作モードの変更前に一定時間オン状態となる。このとき、第１、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ６がオン状態となり、結果、第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。
　そして、図８（ｃ）に示す状態では、第２モードになり、第２電流経路Ｒ２（図２（ｂ）参照）が形成される。
　図９（ａ）は、第１モードの状態を示しており、図９（ｂ）は、転流状態における電流経路が二通りであり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係によって電流経路が異なる場合の一例である第１モードから第５モードへの転流状態を示しており、図９（ｃ）は、第５モードの状態を示している。
　図９（ａ）に示す状態では、第１モードにより第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。
　次に、図９（ｂ）に示す状態では、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６）が動作モードの変更後も一定時間オン状態となる。または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチ（ここでは第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４）が動作モードの変更前に一定時間オン状態となる。このとき、第１、第２、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオン状態となり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合に第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成され、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合に第４電流経路Ｒ４（図３（ａ）参照）が形成される。
　そして、図９（ｃ）に示す状態では、第５モードになり、第２電流経路Ｒ５（図３（ｂ）参照）が形成される。
　このように第３制御例では、第１から第３半導体スイッチＳ１～Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第１から第６半導体スイッチＳ１～Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。
　（第２実施形態）
　図１０は、本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂを示す回路図である。なお、図１０及び後述する図１１から図１８において、第１実施形態と実質的に同じ構成の部材には同じ参照符号を付している。
　図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂは、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６と、第３ダイオードＤ３と、インダクタＬとを備えている。
　第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６は、それぞれが一方向に電流を流すことができる半導体デバイスとされている。
　第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２と、第３ダイオードＤ３とは、何れもインダクタＬの一端（接続点Ｂ参照）に対して電流が流入する向きに接続されている。
　第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６は、何れもインダクタＬの他端（接続点Ｃ参照）に対して電流が流出する向きに接続されている。
　そして、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂは、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４のインダクタＬの接続端とは反対側端（接続点Ａ参照）に第１電圧源Ｅ１の陽極側が接続され、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５のインダクタＬの接続端とは反対側端（接続点Ｄ参照）に第２電圧源Ｅ２の陽極側が接続されるようになっている。
　また、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂは、第３ダイオードＤ３及び第６半導体スイッチＳ６のインダクタＬの接続端とは反対側端に第１電圧源Ｅ１の陰極側（接続点Ｅ参照）と第２電圧源Ｅ２の陰極側（接続点Ｅ参照）との双方が接続されるようになっている。
　なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂが作業車両に適用される場合には、例えば、第１及び第２電圧源Ｅ１，Ｅ２は、バッテリやキャパシタ等の蓄電装置とすることができる。また、第１及び第２電圧源Ｅ１，Ｅ２には、モータ等の車両駆動電動機を作動させるインバータ回路等の電力変換回路を接続することができる。
　本第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂは、さらに制御装置２０Ｂを備えている。制御装置２０Ｂは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理部２１と、記憶部２２Ｂとを備えている。記憶部２２Ｂは、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭ（Random Access Memory）等の記憶メモリを含み、各種制御プログラムや必要な関数およびテーブルや、各種のデータを記憶するようになっている。
　制御装置２０Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂの第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のスイッチング動作を制御するように構成されている。
　本第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、力行モードで動作する次の第１モードから第３モードと、回生モードで動作する次の第４モードから第６モードとを例示できる。
　図１１は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて力行モードで動作している状態を示す図である。図１１（ａ）は、第１モードを示しており、図１１（ｂ）は、第２モードを示しており、図１１（ｃ）は、第３モードを示している。
　また、図１２は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて回生モードで動作している状態を示す図である。図１２（ａ）は、第４モードを示しており、図１２（ｂ）は、第５モードを示しており、図１２（ｃ）は、第６モードを示している。
　力行モードにおいては、例えば、第１モードは、図１１（ａ）に示すように、第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第２、第４及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第１半導体スイッチＳ１、インダクタＬ及び第６半導体スイッチＳ６を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第１電流経路Ｒ１を形成するモードとすることができる。
　第２モードは、図１１（ｂ）に示すように、第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第２、第４及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第１半導体スイッチＳ１、インダクタＬ、第５半導体スイッチＳ５及び第２電圧源Ｅ２を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第２電流経路Ｒ２を形成するモードとすることができる。
　第３モードは、図１１（ｃ）に示すように、第５半導体スイッチＳ５がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第３ダイオードＤ３、インダクタＬ及び第５半導体スイッチＳ５を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第３電流経路Ｒ３を形成するモードとすることができる。
　そして、力行モードを実行するときは、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係に応じて、第１モードと第２モードと第３モードとのうち少なくとも二つのモードを短い周期（例えば１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚ程度の何れかの周期）で切り換える各種切り換え動作を実行することができる。
　具体的には、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、例えば、第２モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行することができ、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、例えば、第１モードと第２モードとを切り換える切り換え動作を実行することができる。第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とが等しい場合には、例えば、第１モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第２モードのみを実行することができる。なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とがほぼ等しい場合（電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差の絶対値が所定範囲内にある場合）に、第１モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第２モードのみを実行してもよい。
　また、回生モードにおいては、例えば、第４モードは、図１２（ａ）に示すように、第２及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第１、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第２半導体スイッチＳ２、インダクタＬ及び第６半導体スイッチＳ６を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第４電流経路Ｒ４を形成するモードとすることができる。
　第５モードは、図１２（ｂ）に示すように、第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第１、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第２半導体スイッチＳ２、インダクタＬ、第４半導体スイッチＳ４及び第１電圧源Ｅ１を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第５電流経路Ｒ５を形成するモードとすることができる。
　第６モードは、図１２（ｃ）に示すように、第４半導体スイッチＳ４がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第３ダイオードＤ３、インダクタＬ及び第４半導体スイッチＳ４を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第６電流経路Ｒ６を形成するモードとすることができる。
　そして、回生モードを実行するときは、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係に応じて、第４モードと第５モードと第６モードとのうち少なくとも二つのモードを短い周期（例えば１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚ程度の何れかの周期）で切り換える各種切り換え動作を実行することができる。
　具体的には、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、例えば、第４モードと第５モードとを切り換える切り換え動作を実行することができ、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、例えば、第５モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行することができる。第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とが等しい場合には、例えば、第４モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第５モードのみを実行することができる。なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とがほぼ等しい場合（電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差の絶対値が所定範囲内にある場合）に、第４モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第５モードのみを実行してもよい。
　本第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、環流モードで動作する次の第７モードから第９モードを実行してもよい。
　図１３は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて環流モードで動作している状態を示す図である。図１３（ａ）は、第７モードを示しており、図１３（ｂ）は、第８モードを示しており、図１３（ｃ）は、第９モードを示している。
　環流モードにおいては、例えば、第７モードは、図１３（ａ）に示すように、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第２、第５及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、インダクタＬ、第４半導体スイッチＳ４及び第１半導体スイッチＳ１を環流する第７電流経路Ｒ７を形成するモードとすることができる。
　第８モードは、図１３（ｂ）に示すように、第６半導体スイッチＳ６がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、インダクタＬ、第６半導体スイッチＳ６、第３ダイオードＤ３を環流する第８電流経路Ｒ８を形成するモードとすることができる。
　第９モードは、図１３（ｃ）に示すように、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第１、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、インダクタＬ、第５半導体スイッチＳ５及び第２半導体スイッチＳ２を環流する第９電流経路Ｒ９を形成するモードとすることができる。
　なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１、第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２は、図示を省略した電圧計にて測定することができる。
　以上説明したように、本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂでは、第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との間で双方向に出力電圧Ｖ１，Ｖ２の昇降圧を行うことができる。また、第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との間で双方向に電力を供給することができる。さらに、インダクタＬに流れる電流の向きを一定方向にすることができる。こうすることで、各半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、インダクタＬに流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。また、インダクタＬに流れる電流の向きを一定方向することができるので、電磁オフセット型のインダクタＬを使用することができ、これにより、小型化を実現することが可能となる。しかも、半導体スイッチとして、例えば、第１モード（図１１（ａ）参照）で第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６に、第２モード（図１１（ｂ）参照）で第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５に、第３モード（図１１（ｃ）参照）で第３ダイオードＤ３及び第５半導体スイッチＳ５にそれぞれ電流が通過するだけで済む。また、第４モード（図１２（ａ）参照）で第２及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ６に、第５モード（図１２（ｂ）参照）で第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４に、第６モード（図１２（ｃ）参照）で第３ダイオードＤ３及び第４半導体スイッチＳ４にそれぞれ電流が通過するだけで済む。つまり、第１モードから第６モードの何れのモードにおいても（力行モード及び回生モードの何れにおいても）、少なくとも二つの半導体素子（従来に比べて２分の３の半導体素子）に対して電流を通過させることができ、それだけ導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができる。
　特に、各モードの切り換え周期が短い程、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のスイッチングロスが大きくなるため、それだけ前記した作用効果を有効なものとすることができる。
　なお、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６に用いることができる半導体スイッチとして、例えば、逆阻止形のＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯを用いることができる。
　また、第１、第２、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５は、例えば、二つの逆導通形の半導体素子を直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールを用いることができる。
　図１４は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂにおいて第１、第２、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５に用いることができる２ｉｎ１モジュールの例を示す図である。図１４に示す例では、２ｉｎ１モジュールＭを逆導通形のＩＧＢＴ素子で構成している。但し、それに限定されるものではなく、例えば、２ｉｎ１モジュールを逆導通形のＭＯＳＦＥＴ素子で構成してもよいし、逆導通形のＧＴＯ素子で構成してよい。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な実施例として、次の第１実施例を例示できる。
　［第１実施例］
　図１５は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂにおいて２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な第１実施例の回路図である。なお、図１５に示す各接続点Ａ～Ｄは、図１０に示す各接続点Ａ～Ｄに対応している。このことは、後述する図１６の回路についても同様である。
　第１実施例では、図１５に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂは、第１、第２、第４から第８、第１０から第１２ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４～Ｄ８，Ｄ１０～Ｄ１２をさらに備えている。
　第１、第２、第４、第５及び第６ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６は、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６に並列接続されている。
　第７ダイオードＤ７は、第１半導体スイッチＳ１とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第１ダイオードＤ１と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第８ダイオードＤ８は、第２半導体スイッチＳ２とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第２ダイオードＤ２と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。
　また、第１０ダイオードＤ１０は、第４半導体スイッチＳ４とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第４ダイオードＤ４と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第１１ダイオードＤ１１は、第５半導体スイッチＳ５とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第５ダイオードＤ５と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第１２ダイオードＤ１２は、第６半導体スイッチＳ６とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第６ダイオードＤ６と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。
　この第１実施例では、第４半導体スイッチＳ４と第４ダイオードＤ４とからなる半導体素子を上アームの第１逆導通形の半導体素子Ｈ１とし、第１半導体スイッチＳ１と第１ダイオードＤ１とからなる半導体素子を下アームの第２逆導通形の半導体素子Ｈ２とすることができる。
　これより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、第１逆導通形の半導体素子Ｈ１と第２逆導通形の半導体素子Ｈ２とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ１を用いることができる。
　また、第５半導体スイッチＳ５と第５ダイオードＤ５とからなる半導体素子を上アームの第３逆導通形の半導体素子Ｈ３とし、第２半導体スイッチＳ２と第２ダイオードＤ２とからなる半導体素子を下アームの第４逆導通形の半導体素子Ｈ４とすることができる。
　これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、第３逆導通形の半導体素子Ｈ３と第４逆導通形の半導体素子Ｈ４とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ２を用いることができる。
　このように、２ｉｎ１モジュールＭ１，Ｍ２を用いることができるので、使い勝手のよい回路構成を実現することが可能となる。
　ところで、第１実施例の回路構成では、図１５に示すように、第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２の何れにおいても共通アノードをとり得る構成にはなっていない。例えば、第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２がＩＧＢＴである場合、共通のエミッタをとり得る構成にはなっていない。また、第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２がＭＯＳＦＥＴである場合、共通のソースをとり得る構成にはなっていない。また、第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２がＧＴＯである場合、共通のカソードをとり得る構成にはなっていない。
　このために、第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２のそれぞれに対して設けられるゲートドライブ電源（図示せず）、すなわち、合計２個のゲートドライブ電源が必要となる。
　かかる観点から、本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な実施例として、次の第２実施例を例示できる。
　［第２実施例］
　図１６は、図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂにおいてゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な第２実施例の回路図である。なお、図１６は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０ＢにおいてインダクタＬの接続点Ｂ側の部分を示している。
　第２実施例では、図１６に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂは、第１、第２、第４及び第５ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５をさらに備えている。
　第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２は、第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２が、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２に並列接続されている。
　第４ダイオードＤ４は、第１半導体スイッチＳ１と第１電圧源Ｅ１の陽極側（接続点Ａ参照）との間に、第１ダイオードＤ１と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。
　第５ダイオードＤ５は、第２半導体スイッチＳ２と第２電圧源Ｅ２の陽極側（接続点Ｄ参照）との間に、第２ダイオードＤ２と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。
　この第２実施例では、第１ダイオードＤ１のアノード側と第２ダイオードＤ２のアノード側とが接続されており、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２に対して共通アノードとすることができる（破線部α参照）。
　これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、第１半導体スイッチＳ１及び第２半導体スイッチＳ２に対して同一の（共通の）ゲートドライブ電源（図示せず）とすることができる。従って、第１半導体スイッチＳ１及び第２半導体スイッチＳ２に対して１個のゲートドライブ電源で済むことになる。
　次に、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６の制御装置２０Ｂによる制御例について説明する。
　本第２実施形態では、インダクタＬに電流が流れている場合においては、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となると、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６に高電圧が印加され、これにより第４、第５及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６の何れかの半導体スイッチが破壊することがある。
　かかる観点から、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０Ｂにおいて、制御装置２０Ｂによる次のスイッチング動作の第１制御例から第３制御例を行う保護機能を備えている。
　なお、次の第１制御例から第３制御例において、インダクタＬに流れる電流は、図示を省略した電流計にて測定することができる。制御装置２０Ｂは、この電流計の検出結果に基づきインダクタＬに電流が流れているか否かを認識することができる。
　［第１制御例］
　第１制御例では、制御装置２０Ｂは、インダクタＬに電流が流れている場合は、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６のうちの１個以上の半導体スイッチを常時オン状態とするように、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。
　こうすることで、インダクタＬに電流が流れている場合に、インダクタＬを含む電流経路を確保することができる。
　例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第５半導体スイッチＳ５だけがオン状態であれば、第３電流経路Ｒ３（図１１（ｃ））が形成される。
　また、例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第４半導体スイッチＳ４だけがオン状態であれば、第６電流経路Ｒ６（図１２（ｃ）参照）が形成される。
　また、例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第６半導体スイッチＳ６だけがオン状態であれば、第８電流経路Ｒ８（図１３（ｂ））が形成される。
　このように第１制御例では、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第４、第５及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。
　［第２制御例］
　第２制御例では、制御装置２０Ｂは、インダクタＬに電流が流れている場合は、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６のうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６のうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするように、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。
　こうすることで、インダクタＬに電流が流れている場合に、インダクタＬを含む電流経路を確保することができる。
　例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、オフ状態とする第４及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ６をオフ状態とする前に、それ以外の第５半導体スイッチＳ５を事前にオン状態にすると仮定し、かつ、第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状態と仮定すると、第８電流経路Ｒ８（図１３（ｂ）参照）が形成される。
　このように第２制御例では、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第４、第５及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。
　［第３制御例］
　第３制御例では、制御装置２０Ｂは、インダクタＬに電流が流れている状態で、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とするか、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするように、第１、第２、第４、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。
　図１７及び図１８は、何れも図１０に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂの第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図である。
　図１７（ａ）は、第１モードの状態を示しており、図１７（ｂ）は、転流状態における電流経路が一通りである場合の一例である第１モードから第２モードへの転流状態を示しており、図１７（ｃ）は、第２モードの状態を示している。
　図１７（ａ）に示す状態では、第１モードにより第１電流経路Ｒ１（図１１（ａ）参照）が形成される。
　次に、図１７（ｂ）に示す状態では、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６）が動作モードの変更後も一定時間オン状態となる。または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５）が動作モードの変更前に一定時間オン状態となる。このとき、第１、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ６がオン状態となり、結果、第１電流経路Ｒ１（図１１（ａ）参照）が形成される。
　そして、図１７（ｃ）に示す状態では、第２モードになり、第２電流経路Ｒ２（図１１（ｂ）参照）が形成される。
　図１８（ａ）は、第１モードの状態を示しており、図１８（ｂ）は、転流状態における電流経路が二通りであり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係によって電流経路が異なる場合の一例である第１モードから第５モードへの転流状態を示しており、図１８（ｃ）は、第５モードの状態を示している。
　図１８（ａ）に示す状態では、第１モードにより第１電流経路Ｒ１（図１１（ａ）参照）が形成される。
　次に、図１８（ｂ）に示す状態では、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６）が動作モードの変更後も一定時間オン状態となる。または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチ（ここでは第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４）が動作モードの変更前に一定時間オン状態となる。このとき、第１、第２、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオン状態となり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合に第１電流経路Ｒ１（図１１（ａ）参照）が形成され、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合に第４電流経路Ｒ４（図１２（ａ）参照）が形成される。
　そして、図１８（ｃ）に示す状態では、第５モードになり、第２電流経路Ｒ５（図１２（ｂ）参照）が形成される。
　このように第３制御例では、第４から第６半導体スイッチＳ４～Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第４、第５及び第６半導体スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。
１０Ａ　　　　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路
１０Ｂ　　　　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路
２０Ａ　　　　制御装置
２０Ｂ　　　　制御装置
Ｄ１～Ｄ１２　第１から第１２ダイオード
Ｅ１　　　　　第１電圧源
Ｅ２　　　　　第２電圧源
Ｌ　　　　　　インダクタ
Ｓ１～Ｓ６　　第１から第６半導体スイッチ

Claims (12)

  1. 　それぞれが一方向に電流を流すことができる第１から第６までの半導体スイッチと、インダクタとを備え、
    　前記第１から第３までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの一端に対して電流が流入する向きに接続されており、
    　前記第４から第６までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの他端に対して電流が流出する向きに接続されており、
    　前記第１及び第４の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第１電圧源の陽極側が接続され、
    　前記第２及び第５の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第２電圧源の陽極側が接続され、
    　前記第３及び第６の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に前記第１電圧源の陰極側と前記第２電圧源の陰極側との双方が接続されることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  2. 　請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記第１から第６までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第６までの半導体スイッチに並列接続された第１から第６までのダイオードと、
    　前記第１から第６までの半導体スイッチと前記インダクタとの間に、それぞれ、前記第１から第６までのダイオードと逆方向に電流を流すことができるように接続された第７から第１２までのダイオードとを
    　さらに備えていることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  3. 　請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記第１から第３までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第３までの半導体スイッチに並列接続された第１から第３までのダイオードと、
    　前記第１の半導体スイッチと前記第１電圧源の陽極側との間に、前記第１のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第４のダイオードと、
    　前記第２の半導体スイッチと前記第２電圧源の陽極側との間に、前記第２のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第５のダイオードと、
    　前記第３の半導体スイッチと前記第１電圧源及び前記第２電圧源の双方の陰極側との間に、前記第３のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第６のダイオードと
    　をさらに備えていることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  4. 　請求項１から請求項３までの何れか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチと、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチとを常時オン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  5. 　請求項１から請求項４までの何れか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とし、かつ、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  6. 　請求項１から請求項５までの何れか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記インダクタに電流が流れている状態で、前記第１から第６までの半導体スイッチのオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とし、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  7. 　請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記第３の半導体スイッチを第３のダイオードに置換したことを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  8. 　請求項７に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチに並列接続された第１、第２、第４、第５及び第６のダイオードと、
    　前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチと前記インダクタとの間に、それぞれ、前記第１、第２、第４、第５及び第６のダイオードと逆方向に電流を流すことができるように接続された第７、第８、第１０、第１１及び第１２までのダイオードと
    　をさらに備えていることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  9. 　請求項７に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記第１及び第２の半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１及び第２の半導体スイッチに並列接続された第１及び第２のダイオードと、
    　前記第１の半導体スイッチと前記第１電圧源の陽極側との間に、前記第１のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第４のダイオードと、
    　前記第２の半導体スイッチと前記第２電圧源の陽極側との間に、前記第２のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第５のダイオードと
    　をさらに備えていることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  10. 　請求項７から請求項９までの何れか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチを常時オン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  11. 　請求項７から請求項１０までの何れか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  12. 　請求項７から請求項１１までの何れか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であって、
    　前記インダクタに電流が流れている状態で、前記第１、第２、第４、第５及び第６の半導体スイッチのオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とし、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
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