JP4292996B2 - 昇降圧型dc−dcコンバータの制御装置 - Google Patents
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Description
入力端子1には図示しないバッテリ等の直流電源が接続され、降圧回路2に対して入力電圧Vinが供給されている。この降圧回路2は、入力端子1と接地との間に直列接続され、相補的にオンオフ制御される一対の半導体スイッチQ1,Q2により構成されている。この昇降圧型DC−DCコンバータは、入力直流電圧を任意の直流電圧に非反転で変換するものであって、入力端子1と出力端子4との間には、降圧回路2とともに昇圧回路3を備えている。この昇圧回路3は、出力端子4と接地との間に直列接続され、相補的にオンオフする一対の半導体スイッチQ3,Q4により構成されていて、これら降圧回路2と昇圧回路3とは、半導体スイッチQ1,Q2の接続点と半導体スイッチQ3,Q4の接続点とがインダクタLを介して互いに接続されている。また、出力コンデンサCが半導体スイッチQ3,Q4の直列回路に対して並列に設けられ、出力端子4から出力コンデンサCの両端電圧を直流出力電圧Voutとして出力するように構成されている。
図7に示すような昇降圧型DC−DCコンバータは、降圧型DC−DCコンバータ21と昇圧型DC−DCコンバータ31とを入力端子1と出力端子4との間に縦続接続した、図8に示す回路と等価である。
第1に、三角波信号Voscの波高値ΔVoscがレベルシフト回路14の一定電圧ΔVlsより小さく、中間領域を不感帯とした場合には、不感帯における電源変動率特性、すなわち入力電圧Vin−出力電圧Voutのラインレギュレーションが悪化する。
図1は、この発明の第1の実施形態を示す回路図である。ここに示す昇降圧型DC−DCコンバータは、降圧型DC−DCコンバータと昇圧型DC−DCコンバータとを入力端子1と出力端子4との間に縦続接続したものであって、図7に示すものと同様、図8に示す回路と等価である。また、半導体スイッチQ1,Q2とQ3,Q4をオンオフ制御する制御回路部は、電圧検出回路11と誤差増幅器12と発振回路13とレベルシフト回路14と第1のコンパレータ15と降圧回路用ドライバ16と第2のコンパレータ17と昇圧回路用ドライバ18とディザー信号発生回路19と加算回路20とを有し、この加算回路20によって誤差増幅器12の誤差信号Vouに対してディザー信号(dither)Vdを加算するように構成されている。
つぎに、Vout=Vin近傍の中間領域における図1の昇降圧型DC−DCコンバータの制御動作について、図2に示す動作波形を参照しながら説明する。
この回路は、昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路11と、その出力電圧値を基準電圧値Vrefと比較して誤差信号Vouを出力する誤差増幅器12と、誤差増幅器12の誤差信号Vouに一定の波高値ΔVdを有するディザー信号Vdを加算する加算回路20と、所定周波数で振動する第1の三角波信号Vosc1を生成する発振回路13と、第1の三角波信号Vosc1を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路14と、ディザー信号Vdが加算された出力信号Vou1と第1の三角波信号Vosc1との電位を比較する第1のコンパレータ15と、第1のコンパレータ15の比較結果に基づいて降圧回路のオン時比率δ1を制御する降圧回路用ドライバ16と、ディザー信号Vdが加算された出力信号Vou1とレベルシフト回路14によってシフトされた第2の三角波信号Vosc2との電位を比較する第2のコンパレータ17と、第2のコンパレータ17の比較結果に基づいて昇圧回路のオン時比率δ2を制御する昇圧回路用ドライバ18とを有しており、加算回路20によって誤差増幅器12の誤差信号Vouに対してディザー信号Vdを加算するように構成されている。
第3の実施形態の制御回路部は、昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路11と、その出力電圧値を基準電圧値Vrefと比較して誤差信号Vou1を出力する誤差増幅器12と、所定周波数で振動する第1の三角波信号Vosc1を生成する発振回路13と、第1の三角波信号Vosc1に一定の波高値ΔVdを有するディザー信号Vdを加算する加算回路20と、誤差増幅器12の誤差信号Vou1を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路14と、レベルシフト回路14によってシフトされた出力信号Vou2とディザー信号Vdが加算された第2の三角波信号Vosc2との電位を比較する第1のコンパレータ15と、第1のコンパレータ15の比較結果に基づいて降圧回路のオン時比率δ1を制御する降圧回路用ドライバ16と、誤差増幅器12の誤差信号Vou1とディザー信号Vdが加算された第2の三角波信号Vosc2との電位を比較する第2のコンパレータ17と、第2のコンパレータ17の比較結果に基づいて昇圧回路のオン時比率δ2を制御する昇圧回路用ドライバ18とを備えている。
第1,第2のコンパレータ15,17への第2の三角波信号Vosc2は、ディザー信号Vdに同期する周期に応じて、誤差信号Vou1と電圧レベルΔVlsだけ電位が異なる出力信号Vou2との間を上下に変動することによって、ディザー信号Vdの半周期ごとに、第1のコンパレータ15と第2のコンパレータ17から交互に制御信号Vbuckと制御信号Vboostとが形成される。このとき、第1の三角波信号Voscの波高値ΔVoscよりレベルシフト回路14でシフトされる電圧レベルΔVlsをある程度大きく形成すれば、第1の実施形態で説明した通り、中間領域においても第2の三角波信号Vosc2の1周期内では、降圧回路または昇圧回路のいずれか一方のみが動作するだけであって、同時に両者が動作するようなことはなくなる。したがって、図11(b)に示すような中間領域を昇降圧型DC−DCコンバータ動作とする従来装置と比べて、スイッチング損失による効率低減を確実に防止できる。
この回路は、昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路11と、その出力電圧値を基準電圧値Vrefと比較して誤差信号Vouを出力する誤差増幅器12と、所定周波数で振動する第1の三角波信号Vosc1を生成する発振回路13と、第1の三角波信号Vosc1に一定の波高値ΔVdを有するディザー信号Vdを加算する加算回路20と、ディザー信号Vdが加算された第2の三角波信号Vosc2を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路14と、誤差増幅器12の誤差信号Vouとディザー信号Vdが加算された第2の三角波信号Vosc2との電位を比較する第1のコンパレータ15と、第1のコンパレータ15の比較結果に基づいて降圧回路のオン時比率δ1を制御する降圧回路用ドライバ16と、誤差増幅器12の誤差信号Vouとレベルシフト回路14によってシフトされた第3の三角波信号Vosc3との電位を比較する第2のコンパレータ17と、第2のコンパレータ17の比較結果に基づいて昇圧回路のオン時比率δ2を制御する昇圧回路用ドライバ18とを備えている。
2 降圧回路
3 昇圧回路
4 出力端子
11 電圧検出回路
12 誤差増幅器
13 発振回路
14 レベルシフト回路
15 第1のコンパレータ
16 降圧回路用ドライバ
17 第2のコンパレータ
18 昇圧回路用ドライバ
19 ディザー信号発生回路
20 加算回路
Q1〜Q4 半導体スイッチ
L インダクタ
C 出力コンデンサ
Claims (8)
- 降圧手段と昇圧手段が入力端子と出力端子の間に設けられたDC−DCコンバータを制御して、前記入力端子の入力直流電圧を目標電圧値に等しい直流電圧に変換して、前記出力端子から出力する昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置において、
直流電圧出力を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段の出力電圧値を基準電圧値と比較して誤差信号を出力する誤差増幅手段と、
第1の周波数で振動する第1の発振信号を出力する発振回路と、
前記第1の発振信号または前記誤差信号のいずれかを一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト手段と、
前記第1の周波数より低い第2の周波数で振動するディザー信号を生成するディザー信号生成手段と、
前記降圧手段のオン時比率、および前記昇圧手段のオン時比率をそれぞれ制御する制御手段と、
を備え、前記誤差増幅手段の誤差信号出力と前記第1の周波数で振動する発振信号出力のいずれかに対して前記ディザー信号を加算するように構成したことを特徴とする昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の出力電圧値を基準電圧値と比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の誤差信号に一定の波高値を有する前記ディザー信号を加算する加算回路と、
前記加算回路により加算された出力信号を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路によってシフトされた電圧信号と前記第1の発振信号との比較結果に基づいて、前記降圧手段のオン時比率を制御する第1の制御回路と、
前記ディザー信号が加算された出力信号と前記第1の発振信号との比較結果に基づいて、前記昇圧手段のオン時比率を制御する第2の制御回路と、
を備えたことを特徴とする請求項1記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の出力電圧値を基準電圧値と比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の誤差信号に一定の波高値を有する前記ディザー信号を加算する加算回路と、
前記第1の周波数で振動する第1の発振信号を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路と、
前記ディザー信号が加算された出力信号と前記第1の発振信号との比較結果に基づいて、前記降圧手段のオン時比率を制御する第1の制御回路と、
前記ディザー信号が加算された出力信号と前記レベルシフト回路によってシフトされた第2の発振信号との比較結果に基づいて、前記昇圧手段のオン時比率を制御する第2の制御回路と、
を備えたことを特徴とする請求項1記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の出力電圧値を基準電圧値と比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記第1の発振信号に一定の波高値を有する前記ディザー信号を加算する加算回路と、
前記誤差増幅回路の誤差信号を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路によってシフトされた電圧信号と前記ディザー信号が加算された第2の発振信号との比較結果に基づいて、前記降圧手段のオン時比率を制御する第1の制御回路と、
前記誤差増幅回路の誤差信号と前記ディザー信号が加算された第2の発振信号との比較結果に基づいて、前記昇圧手段のオン時比率を制御する第2の制御回路と、
を備えたことを特徴とする請求項1記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記昇降圧型DC−DCコンバータの出力電圧値を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の出力電圧値を基準電圧値と比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記第1の発振信号に一定の波高値を有する前記ディザー信号を加算する加算回路と、
前記ディザー信号が加算された第2の発振信号を一定電圧でレベルシフトをするレベルシフト回路と、
前記誤差増幅回路の誤差信号と前記ディザー信号が加算された第2の発振信号との比較結果に基づいて、前記降圧手段のオン時比率を制御する第1の制御回路と、
前記誤差増幅回路の誤差信号と前記レベルシフト回路によってシフトされた第3の発振信号との比較結果に基づいて、前記昇圧手段のオン時比率を制御する第2の制御回路と、
を備えたことを特徴とする請求項1記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記降圧手段は、相補的にオンオフする第1の半導体スイッチと第2の半導体スイッチの直列接続により構成され、前記昇圧手段は、相補的にオンオフする第3の半導体スイッチと第4の半導体スイッチの直列接続により構成されており、
前記降圧手段と前記昇圧手段とをインダクタにより互いに接続し、かつ前記昇圧手段と並列に出力コンデンサを接続したことを特徴とする請求項1ないし請求項5のいずれかに記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記レベルシフト手段によりシフトされる電圧レベルをΔVlsとし、前記第1の発振信号の波高値をΔVoscとし、前記ディザー信号の波高値をΔVdとするとき、
これらの間には、
ΔVls>ΔVosc、かつΔVd>ΔVls−ΔVosc
の関係が成立することを特徴とする請求項1ないし請求項6のいずれかに記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。 - 前記ディザー信号は振幅および周期が一定の三角波信号であることを特徴とする請求項7記載の昇降圧型DC−DCコンバータの制御装置。
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