JP2011188645A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が変動する場合においても、安定して動作モードを切り替えることができるＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供すること。
【解決手段】本発明は、誤差増幅器２、モード選択用基準電圧生成部３、動作モード選択部４及びドライバー制御部８を有する。誤差増幅器２は、直流出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて誤差信号Ｖｅを生成する。モード選択用基準電圧生成部３は、誤差信号Ｖｅに含まれる交流成分の大きさに基づいて変化するモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びモード選択用基準電圧Ｖｍｌを生成する。動作モード選択部４は、誤差信号Ｖｅとモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びモード選択用基準電圧Ｖｍｌを比較する。ドライバー制御部８は、比較結果に応じて、直流出力電圧Ｖｏｕｔの生成方式をＰＷＭ方式及びＰＦＭ方式の一方から他方に切り換える。
【選択図】図１

Description

本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に応じて制御方式を切り換えるＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関する。

直流入力電圧を異なる直流出力電圧に変換するコンバータ回路として、チョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路が知られている。このＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を所定の範囲に保つための制御方法として、ＰＦＭ（pulse frequency modulation：周波数変調）方式及びＰＷＭ（pulse width modulation＝パルス幅変調）方式が挙げられる。

ＰＦＭ方式は、コンバータの出力電圧を制御するスイッチング素子に与える駆動信号の周波数を変化させる。一般的にＰＦＭ方式は、ＰＷＭ方式に比較すると、に回路構成を簡素化できる。特に軽負荷の状態では、ＰＦＭ方式は駆動電力の利用効率を向上させることができる点で有利である。しかし、ＰＦＭ方式はリップル電圧が大きく、かつリップル周波数が変化するため、リップル除去が難しい。なお、リップルとは、コンバータの直流出力電圧に含まれる交流成分を指す。

一方、ＰＷＭ方式は、スイッチング素子に与える駆動信号の周波数を保ちつつ、駆動信号のパルス幅を変化させる。よって、スイッチング素子の駆動周波数は一定となるので、フィルター等を用いて、リップルを容易に除去できる。しかし、ＰＷＭ方式は、スイッチング素子に与える駆動信号の周波数が一定であるので、定められたタイミングで常にスイッチング素子を駆動する。従って、軽負荷の際の駆動電力の利用効率が悪化する欠点を有する。

そこで、出力負荷が大きい状態ではＰＷＭ方式による駆動手段を利用し、出力負荷が小さい状態ではＰＦＭ方式による駆動手段を利用するようにしたＤＣ−ＤＣコンバータ回路が提案されている。こうしたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧に基づいて生成される誤差信号をモニタリングしながら、動作モードの切り換えを行う。すなわち、誤差信号が基準レベルまで達するとＰＦＭ→ＰＷＭ切換を行い、基準レベルを下回るとＰＷＭ→ＰＦＭ切換を行う。ところが、誤差信号が基準レベル近傍で推移する場合には、誤差信号は基準レベルを跨いで頻繁に上下動する。その結果、ＰＷＭ方式／ＰＦＭ方式の切り換えが頻繁に行われ、出力電圧が不安定となるなどの問題が生じる。

このようにＰＷＭ方式／ＰＦＭ方式の切り換えが頻繁に発生することを防止するＤＣ−ＤＣコンバータが、特許文献１に開示されている。特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＭ→ＰＷＭ切換レベルをＰＷＭ→ＰＦＭ切換レベルと異なる値に設定することで、ＰＷＭ方式／ＰＦＭ方式の切り換えを緩慢に行うことができるとしている。図８は、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作モードの切り換えを示す図である。図８では、ＰＦＭ→ＰＷＭ切換レベルをモード選択用基準電圧Ｖｍｈ、ＰＷＭ→ＰＦＭ切換レベルをモード選択用基準電圧Ｖｍｌとしている。図８に示すように、エラー信号（誤差信号）がＰＷＭ→ＰＦＭ切換レベルのモード選択用基準電圧Ｖｍｌを通過してＰＦＭ→ＰＷＭ切換レベルのモード選択用基準電圧Ｖｍｈまで増大すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードは、ＰＦＭ方式からＰＷＭ方式へ切り替わる。一方、エラー信号（誤差信号）がＰＦＭ→ＰＷＭ切換レベルのモード選択用基準電圧Ｖｍｈを通過してＰＷＭ→ＰＦＭ切換レベルのモード選択用基準電圧Ｖｍｌまで低下すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードは、ＰＷＭ方式からＰＦＭ方式へ切り替わる。

特開２００３−２１９６３７号公報

ところが、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧の増大に応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のリップルが増大する。そのため、出力電圧に基づいて生成されるエラー信号（誤差信号）のリップルも増大する。これにより、誤差信号のリップルがＰＷＭ→ＰＦＭ切換レベルとＰＦＭ→ＰＷＭ切換レベルとの間の幅よりも大きくなってしまうと、動作モードの頻繁な切換が発生してしまう。

図９は、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が小さい場合における動作モードの切り換えを示すグラフである。入力電圧が小さい場合には、エラー信号（誤差信号）のリップルはモード選択用基準電圧Ｖｍｈとモード選択用基準電圧Ｖｍｌとの間の幅（以下、ヒステリシス幅Ｖｈｙとする。すなわち、Ｖｈｙ＝Ｖｍｈ−Ｖｍｌである。）よりも小さい。この場合は、動作モードは安定する。

図１０は、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が大きい場合における動作モードの切り換えを示すグラフである。入力電圧が大きい場合には、エラー信号（誤差信号）のリップルは、ヒステリシス幅Ｖｈｙに対して無視し得ないほど大きくなる。エラー信号（誤差信号）のリップルがヒステリシス幅を横断する程に大きくなると、動作モードが頻繁に切り換わり、動作が不安定となる。従って、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧の変動に応じた動作モードの安定化を行うことはできない。

本発明の一態様であるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流出力電圧に基づいて誤差信号を生成する誤差生成部と、前記誤差信号に含まれる交流成分の大きさに基づいて変化する第１のモード選択用基準電圧及び前記第１のモード選択用基準電圧よりも小さい第２のモード選択用基準電圧を生成するモード選択用基準電圧生成部と、前記誤差信号と前記第１のモード選択用基準電圧及び第２のモード選択用基準電圧とを比較する動作モード選択部と、前記比較の結果に応じて、前記直流出力電圧の生成方式をＰＷＭ方式及びＰＦＭ方式の一方から他方に切り換えるドライバー制御部と、を備えるものである。このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、前記直流入力電圧が大きくなるに伴い、前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧が小さくなる。従って、前記誤差信号に含まれる交流成分（リップル）が小さい領域で動作モードの切り換えを行うことができる。これにより、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を安定化させることができる。

本発明の一態様であるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、誤差信号を、直流出力電圧に基づいて生成し、第１のモード選択用基準電圧及び前記第１のモード選択用基準電圧よりも小さい第２のモード選択用基準電圧を、前記誤差信号に含まれる交流成分の大きさに基づいて変化させ、前記誤差信号と前記第１のモード選択用基準電圧及び第２のモード選択用基準電圧とを比較し、前記直流出力電圧の生成方式を、前記比較の結果に応じてＰＷＭ方式及びＰＦＭ方式の一方から他方へ切り換えるものである。このＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法によれば、前記直流入力電圧が大きくなるに伴い、前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧を小さくする。従って、前記誤差信号に含まれる交流成分（リップル）が小さい領域で動作モードの切り換えを行うことができる。これにより、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を安定化することができる。

本発明によれば、入力電圧が変動する場合においても、安定して動作モードを切り替えることができるＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することができる。

実施の形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の構成を示すブロック図である。 実施の形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１００におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００における信号のタイミング図である。 実施の形態１にかかるＰＷＭ制御が行われる場合のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を示すグラフである。 入力電圧Ｖｉｎが高い場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００入力でのモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌと誤差信号Ｖｅとの関係を模式的に示すグラフである。 実施の形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１００におけるモード選択用基準電圧生成部３の回路図である。 入力電圧Ｖｉｎが高い場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００でのヒステリシス幅の変化を示すグラフである。 実施の形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１００における動作モード選択部４の回路図である。 特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作モードの切り換えを示す図である。 特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が小さい場合における動作モードの切り換えを示すグラフである。 特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が大きい場合における動作モードの切り換えを示すグラフである。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の構成を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の直流入力電圧Ｖｉｎとグランド電圧ＧＮＤとの間には、入力コンデンサ１３が接続される。更に、直流入力電圧Ｖｉｎとグランド電圧ＧＮＤとの間には、直列接続されたドライバーＰＭＯＳトランジスタ９及びドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０が接続される。また、直流入力電圧Ｖｉｎは、モード選択用基準電圧生成部３の一方の入力端子と接続される。ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９とドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０との接続点は、インダクタ１１を介して、直流出力電圧Ｖｏｕｔと接続される。電流ＩＬＸは、インダクタ１１に流れる電流である。電圧ＶＬＸは、インダクタ１１のドライバーＰＭＯＳトランジスタ９及びドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０側の一端における電圧である。

直流出力電圧Ｖｏｕｔとグランド電圧ＧＮＤと間には、出力コンデンサ１２が接続される。更に、直流出力電圧Ｖｏｕｔとグランド電圧ＧＮＤと間には、直列接続された抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２が接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点は、誤差増幅器２の一方の入力端子（反転入力端子）と接続される。

参照電圧生成部１は、誤差増幅器２の他方の入力端子（非反転入力端子）及びモード選択用基準電圧生成部３の他方の入力端子と接続される。誤差増幅器２の出力端子は、動作モード選択部４の入力側と接続される。更に、誤差増幅器２の出力端子は、位相補正器５を介してＰＷＭコンパレータ６の一方の入力端子（非反転入力端子）と接続される。

モード選択用基準電圧生成部３の２つの出力端子は、動作モード選択部４の入力側と接続される。動作モード選択部４の出力端子は、ドライバー制御部８の一方の入力端子と接続される。ＰＷＭコンパレータ６の他方の入力端子は、クロック信号生成部７の出力端子と接続される。ＰＷＭコンパレータ６の出力端子は、ドライバー制御部８の他方の入力端子と接続される。ドライバー制御部８の一方の出力端子は、ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９のゲートと接続される。ドライバー制御部８の他方の出力端子は、ドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０のゲートと接続される。この、ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９及びドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のドライバー回路２０として機能する。

すなわち、抵抗Ｒ２、誤差増幅器２、位相補正器５、ＰＷＭコンパレータ６及びドライバー制御部８は、直流出力電圧Ｖｏｕｔを観測し、観測結果をドライバーＰＭＯＳトランジスタ９及びドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０の入力信号としてフィードバックする電圧帰還ループを構成している。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作について説明する。抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２はコンバータ１００の直流出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して、分圧電圧Ｖｄを生成する。参照電圧生成部１は、参照電圧Ｖｒｅｆを生成して、誤差増幅器２及びモード選択用基準電圧生成部３へ出力する。誤差増幅器２は、分圧電圧Ｖｄと参照電圧Ｖｒｅｆとの間の差電圧を増幅し、誤差信号Ｖｅを出力する。

モード選択用基準電圧生成部３は、直流入力電圧Ｖｉｎ及び参照電圧Ｖｒｅｆから、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌを生成し、動作モード選択部４へ出力する。ここで、モード選択用基準電圧ＶｍｈはＰＦＭ→ＰＷＭ切換レベル電圧であり、モード選択用基準電圧ＶｍｌはＰＷＭ→ＰＦＭ切換レベル電圧である。また、モード選択用基準電圧生成部３は、動作モード選択部４から出力される信号ＰＯＮに応じて、ＯＮ／ＯＦＦが制御される。

信号ＰＯＮが「１」の場合は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１及びＭＮ２はＯＮとなる。よって、モード選択用基準電圧生成部３によりモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌが生成される。ここでＶｍｈ＞Ｖｍｌであり、以下ではＶｈｙ＝Ｖｍｈ−Ｖｍｌをヒステリシス幅と呼称する。

動作モード選択部４は、誤差信号Ｖｅをモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びモード選択用基準電圧Ｖｍｌと比較する。比較の結果、例えばＶｅ≧Ｖｍｈで有る場合（ＰＦＭ→ＰＷＭに切り換える場合）は、動作モード信号として「０」を出力する。一方、Ｖｅ≦Ｖｍｌで有る場合（ＰＷＭ→ＰＦＭに切り換える場合）は、動作モード信号として「１」を出力する。

また、動作モード選択部４は、信号ＤＥＴとモード選択用基準電圧Ｖｍｈに応じて、信号ＰＯＮをモード選択用基準電圧生成部３に出力する。例えば、Ｖｍｈ≦ＤＥＴでは信号ＰＯＮは「０」となり、Ｖｍｈ＞ＤＥＴでは信号ＰＯＮは「１」となる。モード選択用基準電圧生成部３は、信号ＰＯＮが「１」であればＯＮとなり、「０」であればＯＦＦとなる。

位相補正器５は、上述の電圧帰還ループにおける信号の位相の補正及び発振の防止を行うものであり、誤差信号Ｖｅから信号ＶＣを生成する。クロック信号生成部７は、のこぎり波状のクロック信号ＶＣＬＫをＰＷＭコンパレータ６へ出力する。ＰＷＭコンパレータ６は、信号ＶＣ及びクロック信号ＶＣＬＫから信号ＶＣＭＰを生成し、ドライバー制御部８へ出力する。図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００における信号のタイミング図である。図２に示すように、信号ＶＣＭＰは、ＶＣ≦ＶＣＬＫの場合に「１」となる。信号ＶＣは直流出力電圧Ｖｏｕｔに追随して変動するので、信号ＶＣＭＰのＤｕｔｙは直流出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変動する。すなわち、信号ＶＣＭＰのＤｕｔｙは、直流出力電圧Ｖｏｕｔに比例して小さくなる。

ドライバー制御部８は、例えば、動作モード信号ＭＯＤＥが「０」の場合にＰＷＭ制御を行い、動作モード信号ＭＯＤＥが「１」の場合にＰＦＭ制御を行う。ＰＷＭ制御を行う場合には、ドライバー制御部８は、信号ＶＣＭＰに基づいてＤｕｔｙを調整したゲート電圧ＶＨＧ及びＶＬＧを生成する。一方、ＰＦＭ制御を行う場合には、ドライバー制御部８は、信号ＶＣＭＰと図７のＯＲ回路ＯＲ４１から出力される動作モード信号ＭＯＤＥとに基づいて、周波数が調整されたゲート電圧ＶＨＧ及びＶＬＧを生成する。

続いて、インダクタ１１の動作と直流出力電圧Ｖｏｕｔとの関係について説明する。まず、ＰＷＭ制御が行われる場合について説明する。図３は、ＰＷＭ制御が行われる場合の直流出力電圧Ｖｏｕｔの変動を示すグラフである。

まず、ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９とドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０とが交互にＯＮ／ＯＦＦするように、ゲート電圧ＶＨＧ／ＶＬＧを制御する。ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９をＯＮ、ドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０をＯＦＦとする。すると、インダクタ１１には、電磁エネルギーが蓄積される。その後、ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９をＯＦＦ、ドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０をＯＮにする。すると、インダクタ１１に蓄積されたエネルギーにより、インダクタ１１には起電力が生じる。よって、ドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０を介して電流が流れる。これにより、直流出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。これは、ＰＦＭ制御が行われる場合でも同様である。

つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、ＰＭＯＳトランジスタ９及びドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０により構成されるドライバー回路２０の動作（ＯＮ／ＯＦＦ）に応じて、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。すなわち、ドライバー回路２０がＯＮ状態（ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９はＯＮ、ドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０はＯＦＦ）あれば、インダクタ１１に電磁エネルギーが蓄積される。また、ドライバー回路２０がＯＦＦ状態（ドライバーＰＭＯＳトランジスタ９はＯＦＦ、ドライバーＮＭＯＳトランジスタ１０はＯＮ）あれば、インダクタ１１に電磁エネルギーが蓄積される。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、従って、直流出力電圧のリップルがヒステリシス幅Ｖｈｙを横断しない領域に、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌを設定することが可能である。図４は、直流入力電圧Ｖｉｎが高い場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００入力でのモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌと誤差信号Ｖｅとの関係を模式的に示すグラフである。図４の上段に示すように、直流入力電圧Ｖｉｎが大きく、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌが変化しない場合には、誤差信号Ｖｅのリップルが大きいため、動作モードが頻繁に切り換わってしまう。

本構成によれば、図４の下段に示すように、直流入力電圧Ｖｉｎの増大と共に、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌを低下させることができる。すなわち、誤差信号Ｖｅのリップルの増大とともに、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌを低下させることができる。これにより、誤差信号Ｖｅのリップルがヒステリシス幅Ｖｈｙを横断することを防止できる。従って、本構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を安定化することが可能となる。

続いて、モード選択用基準電圧生成部３について詳細に説明する。図５は、モード選択用基準電圧生成部３の回路図である。モード選択用基準電圧生成部３は、図５に示すように、第１の電圧生成部３１、第２の電圧生成部３２、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１及びＭＮ２により構成される。

第１の電圧生成部３１では、抵抗Ｒａ１の一端、抵抗Ｒａ２の一端、抵抗Ｒａ３の一端及び抵抗Ｒｂ１の一端が相互に接続される。抵抗Ｒａ１の他端は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１を介して参照電圧Ｖｒｅｆと接続される。抵抗Ｒａ２の他端は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を介して直流入力電圧Ｖｉｎと接続される。抵抗Ｒａ３の他端は、グランド電圧ＧＮＤと接続される。抵抗Ｒｂ１の他端は、増幅器ＡＭＰ１の一方の入力端子（反転入力端子）と接続される。

ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースとグランド電圧ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒｂ２及び抵抗Ｒｂ３が直列に接続される。抵抗Ｒｂ２と抵抗Ｒｂ３との接続点は、増幅器ＡＭＰ１の他方の入力端子（非反転入力端子）と接続される。また、増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒｂ４が接続される。増幅器ＡＭＰ１の出力端子からは、モード選択用基準電圧Ｖｍｈが出力される。

抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３及びＲｂ１の接続点の電圧Ｖａは、以下の式（１）で示される。

但し、Ｘ１は式（２）、Ｙ１は式（３）で示される。なお、電圧Ｖａは、直流入力電圧Ｖｉｎが最大となる場合において、Ｖａ＜Ｖｒｅｆを満たすように設定される。

よって、電圧Ｖａは抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３の抵抗値により決定される。

ここで、Ｒｂ１＝Ｒｂ４、Ｒｂ２＝Ｒｂ３とすると、モード選択用基準電圧Ｖｍｈは、以下の式（４）で示される。

第２の電圧生成部３２は、第１の電圧生成部３１における抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３を抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３に、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４を抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ４に、増幅器ＡＭＰ１を増幅器ＡＭＰ２に置き換えたものである。

抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３及び抵抗Ｒｄ１の接続点の電圧Ｖｃは、以下の式（５）で示される。

但し、Ｘ１は式（６）、Ｙ１は式（７）で示される。なお、電圧Ｖｃは、直流入力電圧Ｖｉｎが最大となる場合において、Ｖｃ＜Ｖｒｅｆを満たすように設定される。

よって、電圧Ｖｃは抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３の抵抗値により決定される。

ここで、Ｒｄ１＝Ｒｄ４、Ｒｄ２＝Ｒｄ３とすると、モード選択用基準電圧Ｖｍｌは、以下の式（８）で示される。

式（４）及び（８）に示すように、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌは参照電圧Ｖｒｅｆ及び直流入力電圧Ｖｉｎの関数である。よって、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌは、直流入力電圧Ｖｉｎに比例して小さくなり、参照電圧Ｖｒｅｆに比例して大きくなる。

また、上述の例では、（Ｒｂ１／Ｒｂ４）＝（Ｒｄ１／Ｒｄ４）の関係が満たされている。よって、直流入力電圧Ｖｉｎが変動しても、ヒステリシス幅Ｖｈｙを一定の値に維持される。

なお、（Ｒｂ１／Ｒｂ４）＜（Ｒｄ１／Ｒｄ４）と設定することにより、直流入力電圧Ｖｉｎが大きくなるにしたがって、ヒステリシス幅Ｖｈｙの幅を大きくすることが可能である。これにより、より確実に動作モードの安定化を図ることができる。図６は、直流入力電圧Ｖｉｎが高い場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００でのヒステリシス幅の変化を示すグラフである。図６では、ヒステリシス幅が拡大した場合のモード選択用基準電圧Ｖｍｈ２及びＶｍｌ２と、ヒステリシス幅が拡大しない場合のモード選択用基準電圧Ｖｍｈ１及びＶｍｌ１を表示している。図６に示すように、ヒステリシス幅が広がることで誤差信号Ｖｅのリップルがヒステリシス幅を横断する可能性は低下する。従って、より安定して動作モードを切り換えることが可能となる。

また、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート及びＮＭＯＳトランジスタＭＮ２のゲートには、動作モード選択部４から出力される信号ＰＯＮが印加される。例えば、信号ＰＯＮが「０」の場合は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１及びＭＮ２はＯＦＦとなるので、モード選択用基準電圧生成部３はＯＦＦとなる。

続いて、動作モード選択部４について詳細に説明する。図７は、動作モード選択部４の回路図である。動作モード選択部４は、図７に示すように、コンパレータＣＭＰ４１、モード切り換えコンパレータＣＭＰ４２、インバータＩＮＶ１及びＩＮＶ２、ＯＲ回路ＯＲ４１、コンデンサＣ４１により構成される。

コンパレータＣＭＰ４１の一方の入力端子（非反転入力端子）は、参照電圧生成部から出力される信号ＤＥＴと接続される。コンパレータＣＭＰ４１の他方の入力端子（反転入力端子）は、モード選択用基準電圧Ｖｍｈと接続される。コンパレータＣＭＰ４１の出力端子からは、インバータＩＮＶ１及びＯＲ回路ＯＲ４１へ信号ＣＴＬが出力される。インバータＩＮＶ１は、信号ＣＴＬを反転させた信号ＰＯＮを、モード選択用基準電圧生成部３へ出力する。

モード切り換えコンパレータＣＭＰ４２の入力側には、モード選択用基準電圧Ｖｍｈ、モード選択用基準電圧Ｖｍｌ及び誤差信号Ｖｅが入力される。なお、誤差信号ＶｅはコンデンサＣ４１によりノイズが除去される。モード切り換えコンパレータＣＭＰ４２の出力端子は、インバータＩＮＶ２に信号ＣＭＰＯを出力する。インバータＩＮＶ２は、信号ＣＭＰＯを反転させた信号を、ＯＲ回路ＯＲ４１に出力する。ＯＲ回路ＯＲ４１は、動作モード信号ＭＯＤＥを、ドライバー制御部８へ出力する。

動作モード選択部４は、モード切り換えコンパレータＣＭＰ４２によりモード選択用基準電圧Ｖｍｈ及びＶｍｌと誤差信号Ｖｅとを比較する。例えばモード切り換えコンパレータＣＭＰ４２は、Ｖｅ≧Ｖｍｈで有る場合（ＰＦＭ→ＰＷＭに切り換える場合）は「１」を信号ＣＭＰＯとして出力する。一方、Ｖｅ≦Ｖｍｌで有る場合（ＰＷＭ→ＰＦＭに切り換える場合）は「０」を信号ＣＭＰＯとして出力する。なお、誤差信号Ｖｅがヒステリシス幅Ｖｈｙ内で有る場合（Ｖｍｈ＜Ｖｅ＜Ｖｍｌ）には、モード切り換えコンパレータＣＭＰ４２は信号ＣＭＰＯをそのままで維持する。

インバータＩＮＶ２は、信号ＣＭＰＯを反転させる。従って、ＰＦＭからＰＷＭに切り換える場合には、ＯＲ回路ＯＲ４１へ「０」を出力する。一方、ＰＷＭからＰＦＭに切り換える場合には、ＯＲ回路ＯＲ４１へ「１」を出力する。

また、コンパレータＣＭＰ４１は、信号ＤＥＴの電圧値とモード選択用基準電圧Ｖｍｈの値とを比較する。その結果、Ｖｍｈ≦ＤＥＴでは「１」を信号ＣＴＬとして出力する。一方、Ｖｍｈ＞ＤＥＴでは、「０」を信号ＣＴＬとして出力する。

ＯＲ回路ＯＲ４１は、信号ＣＭＰＯ及び信号ＣＴＬの双方が「０」の場合に、動作モード信号ＭＯＤＥとして「０」を出力する。その他の場合は、動作モード信号ＭＯＤＥとして「１」を出力する。

インバータＩＮＶ２は、信号ＣＴＬを反転させた信号ＰＯＮを出力する。よって、モード選択用基準電圧生成部３は、Ｖｍｈ≦ＤＥＴの場合にＯＦＦとなり、Ｖｍｈ＞ＤＥＴの場合にＯＮとなる。

その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上記の実施の形態では、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は昇圧型のコンバータに適用することも可能である。

さらに、上記の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、リップルによる動作モードの不安定化を防止するためならば、他の形式のコンバータに本発明を適用することが可能である。

１ 参照電圧生成部
２ 誤差増幅器
３ モード選択用基準電圧生成部
４ 動作モード選択部
５ 位相補正器
６ コンパレータ
７ クロック信号生成部
８ ドライバー制御部
９ ＰＭＯＳトランジスタ
１０ ＮＭＯＳトランジスタ
１１ インダクタ
１２ 出力コンデンサ
１３ 入力コンデンサ
２０ ドライバー回路
３１ 第１の電圧生成部
３２ 第２の電圧生成部
１００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 増幅器
Ｃ４１ コンデンサ
ＣＭＰ４１ コンパレータ
ＣＭＰ４２ モード切り換えコンパレータ
ＣＭＰＯ 信号
ＣＴＬ 信号
ＤＥＴ 信号
ＧＮＤ グランド電圧
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
ＭＮ１、ＭＮ２ ＮＭＯＳトランジスタ
ＭＯＤＥ 動作モード信号
ＯＲ４１ ＯＲ回路
ＰＯＮ 信号
Ｒ１、Ｒ２、Ｒａ１〜Ｒａ３、Ｒｂ１〜Ｒｂ４、Ｒｃ１〜Ｒｃ３、Ｒｄ１〜Ｒｄ４ 抵抗
ＶＣ 信号
ＶＣＬＫ クロック信号
ＶＣＭＰ 信号
Ｖｄ 分圧電圧
Ｖｅ 誤差信号
ＶＨＧ、ＶＬＧ ゲート電圧
Ｖｈｙ ヒステリシス幅
Ｖｉｎ 直流入力電圧
Ｖｍｈ、Ｖｍｈ１、Ｖｍｈ２ モード選択用基準電圧
Ｖｍｌ、Ｖｍｌ１、Ｖｍｌ２ モード選択用基準電圧
Ｖｏｕｔ 直流出力電圧
Ｖｒｅｆ 参照電圧

Claims (20)

1. 直流出力電圧に基づいて誤差信号を生成する誤差生成部と、
   前記誤差信号に含まれる交流成分の大きさに基づいて変化する第１のモード選択用基準電圧及び前記第１のモード選択用基準電圧よりも小さい第２のモード選択用基準電圧を生成するモード選択用基準電圧生成部と、
   前記誤差信号と前記第１のモード選択用基準電圧及び第２のモード選択用基準電圧とを比較する動作モード選択部と、
   前記比較の結果に応じて、前記直流出力電圧の生成方式をＰＷＭ方式及びＰＦＭ方式の一方から他方に切り換えるドライバー制御部と、を備える、
   ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記誤差信号に含まれる前記交流成分は、前記直流出力電圧に含まれる交流成分が伝搬することにより生じることを特徴とする、
   請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧は、前記誤差信号に含まれる前記交流成分の増大に応じて小さくなることを特徴とする、
   請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記第１のモード選択用基準電圧と前記第２のモード選択用基準電圧との差は、前記誤差信号に含まれる前記交流成分の増大に応じて大きくなることを特徴とする、
   請求項１乃至３のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記モード選択用基準電圧生成部は、
   当該ＤＣ−ＤＣコンバータに入力される直流入力電圧に基づいて、前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧を生成することを特徴とする、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 第１の参照電圧を生成する参照電圧生成部を更に備え、
   前記モード選択用基準電圧生成部は、
   前記直流入力電圧と前記参照電圧との差に比例して、前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧を生成することを特徴とする、
   請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記誤差信号に含まれる前記交流成分は、前記直流入力電圧の増大に応じて大きくなることを特徴とする、
   請求項５又は６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記ドライバー制御部によりＯＮ／ＯＦＦ制御されるドライバー回路と、
   前記ドライバー回路がＯＮ状態の場合には、前記直流入力電圧に応じた電流が流れることにより前記電磁エネルギーを蓄積し、前記ドライバー回路がＯＦＦ状態の場合には、蓄積された前記電磁エネルギーを放出することにより前記直流出力電圧を生成するインダクタと、を更に備える、
   請求項５乃至７のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 前記ドライバー制御部は、
   前記誤差信号が前記第１のモード選択用基準電圧以上であれば、前記ドライバー回路のＯＮ／ＯＦＦ制御をＰＷＭ方式により行い、
   前記誤差信号が前記第２のモード選択用基準電圧以下であれば、前記ドライバー回路のＯＮ／ＯＦＦ制御をＰＦＭ方式により行うことを特徴とする、
   請求項８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 前記参照電圧生成部は、
    第２の参照電圧を更に生成し、
    前記動作モード選択部は、
    前記第１のモード選択用基準電圧と前記第２の参照電圧とを比較し、
    前記ドライバー制御部は、
    前記第１のモード選択用基準電圧が前記第２の参照電圧以下の場合には、前記ドライバー回路のＯＮ／ＯＦＦ制御をＰＦＭ方式により行うことを特徴とする、
    請求項８又は９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 前記直流出力電圧に含まれる前記交流成分は、前記ドライバー回路をＯＮ／ＯＦＦすることにより生じることを特徴とする、
    請求項８乃至１０のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されることを特徴とする、
    情報処理装置。
13. 誤差信号を、直流出力電圧に基づいて生成し、
    第１のモード選択用基準電圧及び前記第１のモード選択用基準電圧よりも小さい第２のモード選択用基準電圧を、前記誤差信号に含まれる交流成分の大きさに基づいて変化させ、
    前記誤差信号と前記第１のモード選択用基準電圧及び第２のモード選択用基準電圧とを比較し、
    前記直流出力電圧の生成方式を、前記比較の結果に応じてＰＷＭ方式及びＰＦＭ方式の一方から他方へ切り換える、
    ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
14. 前記誤差信号に含まれる前記交流成分は、前記直流出力電圧に含まれる交流成分が伝搬することにより生じることを特徴とする、
    請求項１３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
15. 前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧を、前記誤差信号に含まれる前記交流成分の増大に応じて低下させることを特徴とする、
    請求項１３又は１４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
16. 前記第１のモード選択用基準電圧と前記第２のモード選択用基準電圧との電圧差を、前記誤差信号に含まれる前記交流成分の増大に応じて増大させることを特徴とする、
    請求項１３乃至１５のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
17. 当該ＤＣ−ＤＣコンバータに入力される直流入力電圧に基づいて、前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧を生成することを特徴とする、
    請求項１３乃至１６のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
18. 第１の参照電圧を更に生成し、
    前記第１のモード選択用基準電圧及び前記第２のモード選択用基準電圧を、前記直流入力電圧と前記参照電圧との差に比例して生成することを特徴とする、
    請求項１７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
19. 前記誤差信号に含まれる前記交流成分は、前記直流入力電圧の増大に応じて大きくなることを特徴とする、
    請求項１７又は１８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
20. インダクタに前記直流入力電圧に応じた電流を流すことにより、当該インダクタに電磁エネルギーを蓄積し、
    前記インダクタに蓄積された前記電磁エネルギーを放出することにより、前記直流出力電圧を生成することを特徴とする、
    請求項１７乃至１９のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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