JP2011155777A - 昇降圧dc−dcコンバータおよびスイッチング制御回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】DC−DCコンバータの出力電圧に応じた電圧を出力する誤差増幅回路(21)と、誤差増幅回路の出力を所定の電圧を基準にして反転する反転増幅回路(22)と、三角波を生成する波形生成回路(23)と、誤差増幅回路の出力と波形生成回路の出力とを入力とする第1の電圧比較回路(25)と、反転増幅回路の出力と前記波形生成回路の出力とを入力とする第2の電圧比較回路(26)と、反転増幅回路に供給される反転基準電圧を生成する電圧生成回路(24)とをスイッチング制御回路に設け、反転増幅回路に供給される反転基準電圧が、電圧比較回路に供給される三角波の最も高い電位よりも低い電位にならないように構成した。
【選択図】図1
Description
昇降圧DC−DCコンバータの電圧変換用のインダクタに電流を流し込むための第1のスイッチング素子とインダクタから電流を引くための第2のスイッチング素子のオフ、オン信号を生成し出力するスイッチング制御回路であって、
DC−DCコンバータの出力電圧に応じた電圧を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力を所定の電圧を基準にして反転する反転増幅回路と、
三角波を生成する波形生成回路と、
前記誤差増幅回路の出力と前記波形生成回路の出力とを入力とする第1の電圧比較回路と、
前記反転増幅回路の出力と前記波形生成回路の出力とを入力とする第2の電圧比較回路と、
前記反転増幅回路に供給される反転基準電圧を生成する電圧生成回路と、
を備え、
前記反転増幅回路に供給される前記反転基準電圧が、前記第1および第2の電圧比較回路に供給される三角波の最も高い電位よりも低い電位にならないように構成したものである。
ΔV=(ΔVout×R2/(R1+R2))/A1 ……(1)
である。
Va1=Vpeak1 ・・・条件1
が成立する。この時のVoutをVout1とすると、上記条件1より、
Vpeak1=(Vref1−Vout1×R2/(R1+R2))×A1
が導かれる。この式を変形することで、
Vout1=(Vref1−Vpeak1/A1)×(R1+R2)/R2
が得られる。
Va2=Vpeak1 ・・・条件2
が成立する。この時、Va2=2×V0−Va1であるので、
Vpeak1=2×V0−Va1
が得られる。これを変形すると、
Va1=2×V0−Vpeak1 ……(2)
となる。また、Va1とVoutの関係は、
Va1=(Vref1−Vout×R2/(R1+R2))×A1
であるので、式(2)より、
2×V0−Vpeak1=(Vref1−Vout×R2/(R1+R2))×A1
が得られる。この時(条件2)の出力VoutをVout2とすると、
Va1=2×V0−Vpeak1=(Vref1−Vout2×R2/(R1+R2))×A1
Vout2=(Vref1−(2×V0−Vpeak1)/A1)×(R1+R2)/R2
が得られる。
ΔVout=Vout1−Vout2
=(Vref1−Vpeak1/A1)×(R1+R2)/R2
−(Vref1−(2×V0−Vpeak1)/A1)×(R1+R2)/R2
=(−Vpeak1+(2×V0−Vpeak1))×(R1+R2)/A1・R2
=(V0-Vpeak1)×2(R1+R2)/A1・R2
となる。ここで、V0=Vpeak1+ΔVであるので、
ΔVout=ΔV×2(R1+R2)/A1・R2
が得られる。
ΔVout=(Vout×X/100)×(20/100)
=ΔV×2(R1+R2)/A1・R2
を満たすようにΔVを設定すれば良い。従って、例えば出力3.3Vで規格値2%とすると、トータルバラツキは3.3×0.02=66mVであるので、
ΔVout=66×20/100=13.2[mV]
となり、ΔV×2(R1+R2)/A1・R2=13.2が得られる。ここで、仮に、R1=R2、A1=100倍とした場合には、
ΔV=0.33[V]
となる。
21 誤差増幅回路
22 反転増幅回路
23 波形生成回路(三角波発生回路)
24 電圧生成回路
25 第1コンパレータ(第1の電圧比較回路)
26 第2コンパレータ(第2の電圧比較回路)
27 ピーク値検出回路
28 電圧制御回路
29 クランプ回路
L コイル(インダクタ)
Q1〜Q4 スイッチング素子
AMP1 誤差増幅回路のアンプ
AMP2 反転増幅回路のアンプ
Claims (8)
- 昇降圧DC−DCコンバータの電圧変換用のインダクタに電流を流し込むための第1のスイッチング素子とインダクタから電流を引くための第2のスイッチング素子のオフ、オン信号を生成し出力するスイッチング制御回路であって、
DC−DCコンバータの出力電圧に応じた電圧を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力を所定の電圧を基準にして反転する反転増幅回路と、
三角波を生成する波形生成回路と、
前記誤差増幅回路の出力と前記波形生成回路の出力とを入力とする第1の電圧比較回路と、
前記反転増幅回路の出力と前記波形生成回路の出力とを入力とする第2の電圧比較回路と、
前記反転増幅回路に供給される反転基準電圧を生成する電圧生成回路と、
を備え、
前記反転増幅回路に供給される前記反転基準電圧が、前記第1および第2の電圧比較回路に供給される三角波の最も高い電位よりも低い電位にならないように構成されていることを特徴とするスイッチング制御回路。 - 前記電圧生成回路により生成される前記反転基準電圧が、前記波形生成回路により生成される三角波のピーク値よりも高い電位となるように設定され、前記反転基準電圧と前記ピーク値との電位差は、前記誤差増幅回路および前記反転増幅回路を構成するオペアンプのゲインのばらつき、前記オペアンプのオフセット、および第1の電圧比較回路および第2の電圧比較回路のオフセットに基づいて設定されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング制御回路。
- 前記電圧生成回路により生成される前記反転基準電圧は、前記波形生成回路により生成される三角波のピーク値よりも、少なくとも前記誤差増幅回路を構成するオペアンプのゲインのばらつきによって生じるフィードバック電圧の変動分よりも高い電位に設定されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング制御回路。
- DC−DCコンバータの出力電圧を分圧して前記誤差増幅回路に供給するフィードバック電圧を生成するブリーダ抵抗からなる分圧回路を備える場合に、前記反転基準電圧と前記ピーク値との電位差は、前記分圧回路を構成するブリーダ抵抗のばらつきも考慮して設定されることを特徴とする請求項2または3に記載のスイッチング制御回路。
- 前記反転基準電圧を発生する電圧生成回路は、定電圧が印加される定電圧端子と接地電位が印加される接地端子との間に複数の抵抗が直列に接続された抵抗分圧回路からなり、
前記抵抗分圧回路の第1ノードから取り出された第1の電圧が前記波形生成回路へ前記三角波のピーク値を規定する電圧として供給され、前記抵抗分圧回路の第2ノードから取り出された前記第1の電圧よりも高い第2の電圧が、前記反転基準電圧として前記反転増幅回路に供給されることを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載のスイッチング制御回路。 - 前記電圧生成回路は、
発生する電圧を変更可能な可変電圧源と、
前記波形生成回路により生成される三角波のピーク値を検出するピーク値検出回路と、
前記ピーク値検出回路の出力に応じて前記可変電圧源が発生する前記反転基準電圧を制御する電圧制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載のスイッチング制御回路。 - 前記波形生成回路より前記第1および第2の電圧比較回路に供給される三角波のピーク値を前記反転基準電圧よりも低い電位にクランプする電圧クランプ回路を備えることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング制御回路。
- 電圧変換用のインダクタと、該インダクタに電流を流し込むための第1のスイッチング素子と、前記インダクタから電流を引くための第2のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子がオフされている期間に前記インダクタへ電流を流すための第3のスイッチング素子と、前記第2のスイッチング素子がオフされている期間に前記インダクタからの電流を出力端子へ流すための第4のスイッチング素子と、前記第1〜第4のスイッチング素子をオン、オフ制御する信号を生成する請求項1〜6のいずれかに記載のスイッチング制御回路と、を備えることを特徴とする昇降圧DC−DCコンバータ。
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