CN102742135B - 升降压dc-dc转换器以及开关控制电路 - Google Patents

Abstract

在升降压DC-DC转换器中，降低升降压的切换的转移期间的开关损失，从而提高功率效率。开关控制电路中设置有：输出与升降压DC-DC转换器的输出电压对应的电压的误差放大电路（21）；以预定的电压为基准使误差放大电路的输出反相的反相放大电路（22）；生成三角波的波形生成电路（23）；以误差放大电路的输出和波形生成电路的输出为输入的第一电压比较电路（25）；以反相放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入的第二电压比较电路（26）；以及生成被供给至反相放大电路的反相基准电压的电压生成电路（24），提供给反相放大电路的反相基准电压不会达到比供给到电压比较电路的三角波的最高电位低的电位。

Description

升降压DC-DC转换器以及开关控制电路

技术领域

本发明涉及对直流电压进行转换的DC-DC转换器及其控制电路，特别涉及应用于能够对输入电压进行升压或者降压后进行输出的升降压DC-DC转换器的有效技术。

背景技术

作为以变动的直流电压为输入电压并换转成预定电位的直流电压后进行输出的DC-DC转换器，有能够对输入电压进行升压或者降压后进行输出的升降压DC-DC转换器。以往，作为与这样的升降压DC-DC转换器相关的发明，例如有专利文献1和专利文献2所记载的发明。

图6表示专利文献2所公开的升降压DC-DC转换器的结构。该升降压DC-DC转换器具备：nMOS晶体管Q3、Q4，其串联连接在输入端子与接地点之间，所述输入端子被施加从电池等直流电源供给的直流电压Vin；nMOS晶体管Q1、Q2，其串联连接在输出端子与接地点之间，所述输出端子与平滑电容器C2连接；泄漏电阻（bleeder resistor）R1、R2，其对输出电压Vout进行分压来生成反馈电压FB；误差放大器AMP1，其输出与反馈电压FB和参考电压Vref之间的电位差对应的电压VA；反相放大器AMP2，其对该误差放大器的输出VA进行反相；三角波产生电路TWG，其产生用于对输出电压进行PWM（脉冲宽度调制）控制的三角波VTRI；以及一对PWM比较器CMP1、CMP2，其以所生成的三角波VTRI以及、误差放大器AMP1的输出VA或者其反相电压VB为输入。

并且，在nMOS晶体管Q1与Q2的连接节点N1、同nMOS晶体管Q3与Q4的连接节点N2之间，连接有电感器（线圈）L，nMOS晶体管Q2通过PWM比较器CMP1的输出（PWM脉冲）被进行导通、截止驱动，nMOS晶体管Q4通过CMP2的输出（PWM脉冲）被进行导通、截止驱动。另一方面，nMOS晶体管Q1通过PWM比较器CMP1的输出的反相信号被进行导通、截止驱动，nMOS晶体管Q3通过CMP2的输出的反相信号进行导通、截止驱动。

如图7所示，图6所示的升降压DC-DC转换器在输入电压Vin低于目标输出电压时，即在反馈电压VA高于三角波VTRI的峰值电压Vp时，使Q3成为连续导通状态，使Q4成为连续截止状态，以PWM脉冲驱动Q1、Q2，将对Vin升压得到的电压Vout输出。另外，在输入电压Vin高于目标输出电压时，即在使反馈电压VA以Vref为基准反相后得到的电压VB高于三角波的峰值电压Vp时，使Q1成为连续导通状态，使Q2为连续截止状态，以PWM脉冲驱动Q3、Q4，将对Vin进行了降压后得到的电压Vout输出。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3440314号公报

专利文献2：日本专利第3953443号公报

发明内容

发明要解决的课题

在图6那样的升降压DC-DC转换器中，规定三角波的上侧峰值的上限值电压V1和规定三角波的下侧峰值的下限值电压V2被供给到产生三角波的三角波产生电路TWG，三角波产生电路TWG使用该上限值电压V1和下限值电压V2来产生三角波VTRI。这样的三角波产生电路TWG可以由以下部分构成：例如具有恒流源和电容器的充放电电路；将上限值电压V1和下限值电压V2作为比较电压来生成充放电的切换时刻的比较器等。

在专利文献2所示的升降压DC-DC转换器（图6）中，如图7（A）所示，使反相放大器AMP2中的基准电压Vref低于三角波VTRI的峰值电压Vp。如果是上述条件，则在从升压模式转移到降压模式（或者反过来）时，产生对升压用的晶体管Q1、Q2与降压用的晶体管Q3、Q4同时进行导通、截止驱动的重叠期间Ts，开关损失增多。

另一方面，在专利文献1所公开的升降压DC-DC转换器中，将供给到三角波产生电路的上限值电压V1直接作为反相放大器中的基准电压进行供给。由于这样的上限值电压V1被作为基准电压进行供给，例如如图8（A）所示，从反相放大器生成使反馈电压FB以电压V1为基准反相而得到的电压FB2，其被供给到升压侧的PWM比较器。但是，若如上所述为规定三角波的上侧峰值的上限值电压V1直接被作为反相放大器中的基准电压进行供给的结构，则由于在构成三角波产生电路的比较器中产生的延迟等，实际的三角波的峰值会高于上限值电压V1。

另外，为了避免上述的不良情况，即使考虑到比较器的延迟而设计成以与峰值相等的电压为反相基准电压供给到反相放大器中，由于误差放大器（AMP1）和反相放大器（AMP2）的增益的制造波动、放大器（AMP1、AMP2）以及比较器（CMP1、CMP2）具有的偏移、泄漏电阻（R1、R2）的波动，反相放大器（AMP2）的基准电压低于三角波的峰值，如图8（B）中虚线所示可知，在本来不需要使升压用的晶体管（Q2）导通的时刻，输出了使晶体管（Q2）导通的脉冲，产生与图7同样的重叠期间Ts，开关损失增多。

本发明是着眼于上述的课题而完成的，其目的在于，在具有产生输出电压的PWM控制用的三角波的电路、PWM比较器和对反馈电压进行反相的反相放大器的升降压DC-DC转换器中，能够减少升降压动作的切换的转移期间的开关损失，从而提高功率效率。

用于解决课题的手段

为了达成上述目的，本发明提供一种开关控制电路，其生成并输出第一开关元件和第二开关元件的导通、截止信号，所述第一开关元件用于使电流流入升降压DC-DC转换器的电压转换用的电感器，所述第二开关元件用于将电流从电感器引出，

所述开关控制电路具备：

误差放大电路，其用于输出与DC-DC转换器的输出电压对应的电压；

反相放大电路，其用于以预定的电压为基准使所述误差放大电路的输出反相；

波形生成电路，其用于生成三角波；

第一电压比较电路，其以所述误差放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；

第二电压比较电路，其以所述反相放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；以及

电压生成电路，其用于生成供给至所述反相放大电路的反相基准电压，

使提供给所述反相放大电路的所述反相基准电压不会达到比供给到所述第一和第二电压比较电路的三角波的最高电位低的电位。

通过如上所述的手段，反相放大电路的基准电压不会低于供给到电压比较电路的三角波的峰值，因此，在升降压动作的切换时防止了控制电感器（线圈）的电流的开关元件导通、截止，能够减少开关损失提高功率效率。

这里，优选的是，由所述电压生成电路生成的所述反相基准电压被设定为处于比所述波形生成电路生成的三角波的峰值高的电位，根据构成所述误差放大电路和所述反相放大电路的运算放大器的增益的波动、所述运算放大器的偏移、以及第一电压比较电路和第二电压比较电路的偏移，来设定所述反相基准电压和所述峰值的电位差。

根据作为反相放大电路的基准电压低于三角波的峰值的要因的、构成误差放大电路和反相放大电路的运算放大器的增益的波动、运算放大器的偏移、以及第一和第二电压比较电路的偏移，来设定基准电压与三角波的峰值的电位差，因此，即使放大器的增益产生波动、或放大器和比较器具有偏移，也能够避免反相基准电压低于三角波的峰值，从而减少升降压动作的切换的转移期间的开关损失。

另外，也可以构成为：由所述电压生成电路生成的所述反相基准电压被设定为：比所述波形生成电路生成的三角波的峰值高、且比由至少构成所述误差放大电路的运算放大器的增益的波动而产生的反馈电压的变动量高的电位。由此，反相放大电路的基准电压被设定为比作为反相基准电压低于三角波的峰值的最大要因的、由构成误差放大电路的运算放大器的增益的波动而产生的反馈电压的变动量高的电位，因此，能够比较容易地设定避免反相基准电压低于三角波的峰值的条件。

此外，优选的是，由对DC-DC转换器的输出电压进行分压从而生成供给到所述误差放大电路的反馈电压的泄漏电阻构成分压电路，在所述开关控制电路具备所述分压电路的情况下，还要考虑构成所述分压电路的泄漏电阻的波动来设定所述反相基准电压与所述峰值的电位差。由此，即使生成反馈电压的泄露电阻的电阻值产生波动，也能够设定不会低于三角波的峰值的反相基准电压。

另外，优选的是，产生所述反相基准电压的电压生成电路由电阻分压电路构成，该电阻分压电路是将多个电阻串联连接在被施加恒定电压的恒定电压端子与被施加接地电位的接地端子之间而构成的，从所述电阻分压电路的第一节点取出的第一电压作为规定所述三角波的峰值的电压被供给到所述波形生成电路，从所述电阻分压电路的第二节点取出的比所述第一电压高的第二电压作为所述反相基准电压被供给到所述反相放大电路。由此，能够利用比较简单的电路可靠地生成不会低于三角波的峰值的反相基准电压。

或者，所述电压生成电路具备：能够改变产生的电压的可变电压源；用于检测由所述波形生成电路生成的三角波的峰值的峰值检测电路；以及根据所述峰值检测电路的输出来控制所述可变电压源产生的所述反相基准电压的电压控制电路。由此，能够可靠地生成不会低于三角波的峰值的反相基准电压。

另外，所述开关控制电路也可以具有：钳位电路，其将自所述波形生成电路供给到所述第一和第二电压比较电路的三角波的峰值钳制在比所述反相基准电压低的电位。通过将三角波的峰值钳制在低于反相基准电压的电位，反相放大电路的基准电压不会比供给到电压比较电路的三角波的峰值低，因此，在升降压动作的切换时，防止了开关元件的导通、截止，能够减少开关损失从而提高功率效率。

此外，优选的是，通过以下部分构成升降压DC-DC转换器，电压转换用的电感器；用于使电流流入该电感器的第一开关元件；用于将电流从所述电感器引出的第二开关元件；用于在所述第一开关元件截止的期间使电流流到所述电感器的第三开关元件；用于在所述第二开关元件截止的期间使来自所述电感器的电流流到输出端子的第四开关元件；以及用于生成对所述第一～第四开关元件进行导通、截止控制的信号的、具有如上所述的结构的开关控制电路。由此，能够实现减少了升降压动作的切换的转移期间的开关损失从而功率效率高的DC-DC转换器。

发明效果

根据本发明，升降压DC-DC转换器具有产生输出电压的PWM控制用的三角波的电路、PWM比较器以及对反馈电压进行反相的反相放大器，在该升降压DC-DC转换器中，即使构成开关控制电路的放大器的增益或泄漏电阻产生波动，或者放大器和比较器具有偏移，通过使反相放大器的基准电压高于三角波的峰值，具有这样的有益效果：能够减少升降压动作的切换的转移期间的开关损失，从而提高功率效率。

附图说明

图1是表示应用了本发明的升降压DC-DC转换器的一个实施方式的电路结构图。

图2A是表示图1的实施方式中的开关控制电路中的电压生成电路的结构例的电路结构图。

图2B是表示由电压生成电路生成的电压与波形（三角波）之间的关系的说明图。

图3是表示图1的DC-DC转换器的动作波形的波形图。

图4是表示应用了本发明的升降压DC-DC转换器的第二实施例的电路图。

图5是表示构成应用了本发明的升降压DC-DC转换器的开关控制电路的其他实施例的电路图。

图6是表示现有（专利文献2）的升降压DC-DC转换器的结构例的电路结构图

图7是表示现有（专利文献2）的升降压DC-DC转换器中的各部的信号和电位的变化情况的波形图。

图8是表示现有（专利文献1）的升降压DC-DC转换器中的各部的信号和电位的变化情况的波形图。

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的优选的实施方式。

图1表示应用了本发明的升降压DC-DC转换器的一个实施方式。该实施方式的升降压DC-DC转换器具备：MOS晶体管（绝缘栅型场效应晶体管）Q3、Q4，其串联连接在输入端子IN与接地点之间，所述输入端子IN被施加从电池等直流电源10供给的直流电压Vin；MOS晶体管Q1、Q2，其串联连接在输出端子OUT与接地点之间，所述输出端子OUT与平滑电容器C2连接；以及开关控制电路20，其输出对上述晶体管Q1～Q4进行导通、截止驱动的信号。并且，在MOS晶体管Q3与Q4的连接节点N1、同MOS晶体管Q1与Q2的连接节点N2之间，连接有电感器（线圈）L。在本实施方式中，作为晶体管Q1、Q3，使用p沟道MOS晶体管，作为晶体管Q2、Q4，使用n沟道MOS晶体管。RL是将与输出端子连接的负载作为等效电阻表示的，C1、C2是平滑电容器。

开关控制电路20具备：泄漏电阻R1、R2，其对输出电压Vout进行分压来生成反馈电压FB；误差放大电路21，其输出对应于反馈电压FB与参考电压Vref之间的电位差的电压；反相放大电路22，其对该误差放大电路21的输出进行反相；波形生成电路23，其产生作为用于PWM（脉冲宽度调制）控制的三角波的锯齿形的波形信号RAMP；电压生成电路24、其产生在该波形生成电路23中生成的波形信号RAMP的上限值电压V1和下限值电压V2；第一比较器25，其以来自波形生成电路23的波形信号RAMP和误差放大电路21的输出电压FB1为输入；以及第二比较器26，其以波形信号RAMP和反相放大电路22的输出电压FB2为输入。

上述MOS晶体管Q1、Q2通过对第二比较器26的输出进行反相的反相器INV1、INV2进行导通、截止驱动，并且Q3、Q4通过输出与第一比较器25的输出同相的信号的缓冲驱动器（buffer driver）BFF1、BFF2进行导通、截止驱动。比在电压生成电路24中生成的电压V1高出ΔV的恒定电压V0作为反相基准电压被供给到反相放大电路22。

关于图1的DC-DC转换器，在输入电压Vin低于目标输出电压时，第一比较器25的输出连续为低电平，使晶体管Q3为连续导通状态，使Q4为连续截止状态，从第二比较器26输出PWM脉冲，互补地对晶体管Q1、Q2进行导通、截止驱动。并且，在晶体管Q2导通的期间，使电流流入线圈Ｌ来蓄积能量，当Q2截止时，Q1导通，蓄积在线圈Ｌ中的能量释放出来，电流流入平滑电容器C2。通过重复该过程，输出将输入电压Vin升压后所得到电压Vout。

并且，在输入电压Vin高于目标输出电压时，第二比较器26的输出连续成为低电平，使晶体管Q1处于连续导通状态，使Q2处于连续截止状态，从第一比较器25输出PWM脉冲，互补地对晶体管Q3、Q4进行导通、截止驱动。由此，输出将输入电压Vin降压后所得到的电压Vout。

另外，当Vin在上述升压动作中接近Vout时，反相放大电路22的输出FB2上升，Vin≈Vout，控制脉冲的占空比接近100％（Q1始终导通）。当Vin进一步接近Vout而成为Vin＞Vout的关系，则从Q1的100％导通向Q3的99％导通变化。

在图2A中，示出了上述电压生成电路24的具体的电路例。如图2A所示，电压生成电路24由恒压电路CVG、电阻分压电路构成，所述电阻分压电路对该恒压电路CVG产生的恒定电压VC进行分压，并且由串联电阻R11、R12、R13、R14构成，从电阻R11和R12的连接节点N11取出最高基准电压V0，从电阻R12和R13的连接节点N12取出波形信号RAMP的上限值电压V1，从电阻R13和R14的连接节点N13取出波形信号RAMP的下限值电压V2。

由此，如图2B所示，基准电压V0成为必定高于波形信号RAMP的上限值电压V1的电压。基准电压V0和上限值电压V1的电位差ΔV被设定成：通过适当设定电阻R11～R14的值，该电位差ΔV成为所希望的值。ΔV优选设计成：即使在构成电路的元件的制造波动重叠、基准电压V0成为最接近实际的波形信号（以下、称为三角波）RAMP的峰值Vpeak1（V1）的状态的情况下，仍保持V0＞Vpeak1的关系。下限值电压V2可以是接地电位（0V）。

图3示出了图1的DC-DC转换器的动作波形。在本实施方式中、反相放大电路22的基准电压V0成为必定比波形信号RAMP的上限值电压V1高出ΔV的电压，因此，当在进行升压动作时输入电压Vin升高、从升压模式向降压模式（或者反过来）转移的时候，不存在对升压用的晶体管Q1、Q2和降压用的晶体管Q3、Q4同时进行导通、截止驱动的重叠期间Ts，而产生开关停止期间Tc，在该开关停止期间Tc，ｐ沟道MOS晶体管Q1、Q3成为连续导通状态、n沟道MOS晶体管Q2、Q4成为连续截止状态。由此，能够减少升降压的切换的转移期间的开关损失，功率效率得以提高。

下面对ΔV（＝V0-V1）的设定方法进行说明。

具有图1那样的结构的DC-DC转换器中，关于在确定应该供给到反相放大电路22的基准电压V0方面应该考虑的参数，可列举构成误差放大电路21或反相放大电路22的放大器AMP1、2的DC增益A1、A2、放大器AMP1、2和比较器25、26的偏移Voff1、2、3、4、泄漏电阻R1、R2的电阻值等。其中，影响特别大的参数是放大器AMP1的DC增益A1。因此，使用该增益A1，表示与ΔV的关系的式子为下述式子（1）

ΔV＝（ΔVout×R2/(R1+R2）)/A1  ……（1）。

上述式子（1）中的ΔVout是晶体管Q1、Q3导通、Q2、Q4が截止时的参数。此时，在图1的DC-DC转换器中，由于没有进行控制Vout的动作，因此，Vout≈Vin，调整（regulation）变差。但是，如果调整的恶化在标准所决定的输出电压范围（或者输出电压精度）之内，则没有问题，因此，在使用式子（1）来确定ΔV的时候、优选首先从ΔVout进行确定。然后，当ΔVout确定时，利用式子（1）求出ΔV，V1可以通过ΔV＝V0-V1来确定。另外，确定ΔVout时，若ΔVout＝输出电压范围，则产生由于放大器AMP1的DC增益以外的波动的影响而不满足标准的情况，因此，以ΔVout＜输出电压范围为宜。

接下来，对ΔV（＝V0-V1）的更高精度的设定方法进行说明。另外，在以下的说明中，假定比较器25、26的延迟不存在或者可以忽视、即，若三角波的峰值为Vpeak1，则Vpeak1≈V1来进行说明。在比较器25、26的延迟可以忽略、即Vpeak1＞V1的情况下，只要还考虑Vpeak1-V1来确定ΔV即可。

首先，考虑到降压动作的切换点条件，由于误差放大电路21的输出Va1（＝FB1）为Vpeak1时降压动作停止，因此

Va1＝Vpeak1  …条件1

成立。若将此时的Vout为Vout1，则根据上述条件1，导出

Vpeak1＝（Vref1-Vout1×R2/（R1+R2））×A1。

通过使该式子变形，可得出

Vout1＝（Vref1-Vpeak1/A1）×（R1+R2）/R2。

另一方面、考虑到升压动作的切换点条件，由于反相放大电路22的输出Va2（＝FB2）为Vpeak1时升压动作停止，因此

Va2=Vpeak1  …条件2

成立。此时，由于Va2＝2×V0-Va1，因此得出

Vpeak1＝2×V0-Va1。

通过对该式子进行变形，得到

Va1＝2×V0-Vpeak1  ……（2）。

并且、Va1和Vout的关系为

Va1＝（Vref1-Vout×R2/（R1+R2））×A1，

因此根据式子（2），得出

2×V0-Vpeak1＝（Vref1-Vout×R2/（R1+R2））×A1。

若设此时的(条件2）的输出Vout为Vout2，则可得出

Va1＝2×V0-Vpeak1

   ＝（Vref1-Vout2×R2/（R1+R2））×A1

Vout2＝（Vref1-（2×V0-Vpeak1）/A1）×（R1+R2）/R2。

这里，Vout1和Vout2的差为降压动作和升压动作停止时的电压变动值，因此，得到下述式子

ΔVout＝Vout1-Vout2

      ＝（Vref1-Vpeak1/A1）×（R1+R2）/R2

      -（Vref1-(2×V0-Vpeak1)/A1）×（R1+R2）/R2

＝（-Vpeak1+(2×V0-Vpeak1））×（R1+R2）/A1·R2

＝（V0-Vpeak1）×2(R1+R2）/A1·R2。

这里，由于V0＝Vpeak1+ΔV，因此得出

ΔVout＝ΔV×2（R1+R2）/A1·R2。

另外，关于Vout（目标输出电压值），由于存在产品波动，因此在包含所有的波动要因的状态下，必须将输出电压收纳在目标值的X％（作为一例，为2％或者5％等）以内。该X％例如包括放大器AMP1、AMP2的增益波动、放大器或比较器的偏移、电阻R1、R2的波动、参考电压Vref的波动等要因所导致的变动量。在以往的升降压DC-DC转换器中，作为仅有升压动作和降压动作的产品标准满足该X％即可，但是在应用了本发明的升降压DC-DC转换器中，输出电压的精度为将升压动作时+降压动作时+升降压停止时的各动作时的精度相加而得到的值。

因此，对于仅考虑了升压动作和降压动作的现有产品的特性，为了达成同样的精度X％，需要这样做：例如在现有产品的输出电压的容许误差为“100”的情况下，以升压动作时为“40”，降压动作时为“40”，升降压停止时为“20”的方式分配误差，设计成满足各自的输出误差，从而总体来说成为与现有产品同等的输出电压的精度。

例如，在考虑作为升降压停止时的误差分配而例示的“20”的情况下，将ΔV设定成满足以下式子即可：

ΔVout＝（Vout×X/100）×（20/100）

      ＝ΔV×2（R1+R2）/A1·R2。

因此，例如在输出为3.3V标准值为2％时，总波动为3.3×0.02＝66mV，因此，得到

ΔVout＝66×20/100＝13.2［mV］

得到ΔV×2（R1+R2）/A1·R2＝13.2。这里，在假设R1＝R2，A1＝100倍的情况下，得到

ΔV＝0.33［V］。

上述说明列举了升降压停止时的分配的一例，升压动作时、降压动作时、升降压停止时的误差分配可通过各种方法改变，可以如“45”、“45”、“10”或者“33”、“33”、“33”那样，只要总体收纳在精度以内就没问题。并且，输出电压Vout、放大器的增益A1、电阻R1、R2等的值也当然可以根据实施的系统而改变。

图4中示出了升降压DC-DC转换器的第二实施例，其使用了生成必然高于波形信号RAMP的上限值电压V1的电压作为反相放大电路22的基准电压V0的开关控制电路20。

如图4所示，该实施例的开关控制电路20中，使产生供给到反相放大电路22的基准电压V0的电压源30为可变电压源，并且设置了：用于检测三角波RAMP的峰值Vpeak1的峰值检测电路27、和对应于该峰值检测电路27的输出来生成用于控制所述可变电压源30的电压的信号的电压控制电路28。在该实施例中，ΔV＝V0-Vpeak1如在所述实施例中说明的那样设定。由此，在从升压模式转移到降压模式（或者反过来）时，产生开关停止期间（升降压停止期间）Tc，能够减少升降压的切换的转移期间的开关损失，功率效率得以提高。

在图5中，示出了开关控制电路20的第3实施例。该实施例中，反相放大电路22的基准电压V0不会低于三角波RAMP的峰值。

具体来说、设置了钳位电路29，该钳位电路29发挥钳位作用使得供给到比较器25、26的三角波RAMP的峰值不会高于供给到反相放大电路22的基准电压V0。就钳位电路9例如由以下等部分构成：运算放大器AMP3，恒定电压V1（＜V0）被输入到该运算放大器AMP3的反相输入端子，由三角波产生电路（波形信号生成电路）23生成的三角波RAMP被输入到该运算放大器AMP3的非反相输入端子；以及pMOS晶体管Q5，其连接在电源电压端子VDD和传送三角波RAMP的信号线之间，所述运算放大器AMP3的输出被施加到该pMOS晶体管Q5的栅极端子。

具有上述的构成的钳位电路29发挥这样的钳位作用：在三角波RAMP的电位上升而达到恒定电压V1时，运算放大器AMP3控制晶体管Q5，使得三角波RAMP的峰值不会达到恒定电压V1以上。由此，在从升压模式向降压模式（或者相反）转移时，产生开关停止期间Tc，能够减少升降压的切换的转移期间中的开关损失，功率效率得以提高。

本实施例对于例如三角波产生电路23内的比较器存在延迟等、实际生成的三角波的峰值高于上限值电压V1的电路是有效的。另外，在图5中，示出了施加于运算放大器AMP3的反相输入端子的电压和供给到三角波产生电路23的上限值电压相同（V1）的情况，但是，也可以构成为将V1＜V1’＜V0这样的电压V1’施加到运算放大器AMP3的反相输入端子。

以上根据实施方式对本发明的发明人完成的发明进行了具体说明，但是本发明并不限定于上述实施方式。例如，在上述实施方式的DC-DC转换器中，作为开关元件Q1、Q3使用了p沟道MOS晶体管，但也可以使用n沟道MOS晶体管。在该情况下，将图1的缓冲驱动器BFF1置换成反相器、并且将反相器INV1置换成缓冲驱动器即可。此外，还可以代替图1中的作为开关元件的MOS晶体管Q2、Q3而使用整流用的二极管来构成DC-DC转换器。

并且，在所述实施方式的DC-DC转换器中，例示了作为供给到PWM比较器（25、26)的三角波而使用了锯齿波的情况，但是也可以使用具有上升的斜率和下降的斜率的狭义的三角波（参照图8(A)）。此外，在所述实施方式（图2A）中，说明了作为电压生成电路24而设置了恒压电路CVG的情况，但是用电阻分压电路（R11～R14）进行分压的恒定电压Vc也可以从半导体集成电路的外部提供。

工业上的可利用性

并且，在以上的说明中、说明了将本发明应用于升降压型的DC-DC转换器的例子，但是本发明并不限定于此，可以广泛应用于具有生成PWM用的三角波的波形生成电路、并需要与三角波的峰值对应的电压这样的DC-DC转换器。

符号说明

20 开关控制电路

21 误差放大电路

22 反相放大电路

23 波形生成电路（三角波产生电路）

24 电压生成电路

25 第一比较器（第一电压比较电路）

26 第二比较器（第二电压比较电路）

27 峰值检测电路

28 电压控制电路

29 钳位电路

L 线圈（电感器）

Q1～Q4 开关元件

AMP1 误差放大电路的放大器

AMP2 反相放大电路的放大器

Claims (7)

1.一种开关控制电路，其生成并输出第一开关元件和第二开关元件的导通、截止信号，所述第一开关元件用于使电流流入升降压DC-DC转换器的电压转换用的电感器，所述第二开关元件用于将电流从电感器引出，

所述开关控制电路的特征在于，所述开关控制电路具备：

误差放大电路，其用于输出与DC-DC转换器的输出电压对应的电压；

反相放大电路，其用于以预定的电压为基准使所述误差放大电路的输出反相；

波形生成电路，其用于生成三角波；

第一电压比较电路，其以所述误差放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；

第二电压比较电路，其以所述反相放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；以及

电压生成电路，其用于生成供给至所述反相放大电路的反相基准电压，

使提供给所述反相放大电路的所述反相基准电压不会达到比供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的三角波的最高电位低的电位；

其中，

所述电压生成电路具备：

能够改变产生的电压的可变电压源；

用于检测由所述波形生成电路生成的三角波的峰值的峰值检测电路；以及

根据所述峰值检测电路的输出来控制所述可变电压源产生的所述反相基准电压的电压控制电路。

2.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，

由所述电压生成电路生成的所述反相基准电压被设定为处于比所述波形生成电路生成的三角波的峰值高的电位，根据构成所述误差放大电路和所述反相放大电路的运算放大器的增益的波动、所述运算放大器的偏移、以及第一电压比较电路和第二电压比较电路的偏移，来设定所述反相基准电压和所述峰值的电位差。

3.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，

由所述电压生成电路生成的所述反相基准电压被设定为：比所述波形生成电路生成的三角波的峰值高、且比由至少构成所述误差放大电路的运算放大器的增益的波动而产生的反馈电压的变动量高的电位。

4.根据权利要求2或3所述的开关控制电路，其特征在于，

由对DC-DC转换器的输出电压进行分压从而生成供给到所述误差放大电路的反馈电压的泄漏电阻构成分压电路，在所述开关控制电路具备所述分压电路的情况下，还要考虑构成所述分压电路的泄漏电阻的波动来设定所述反相基准电压与所述峰值的电位差。

5.根据权利要求4所述的开关控制电路，其特征在于，

产生所述反相基准电压的电压生成电路由电阻分压电路构成，该电阻分压电路是将多个电阻串联连接在被施加恒定电压的恒定电压端子与被施加接地电位的接地端子之间而构成的，

从所述电阻分压电路的第一节点取出的第一电压作为规定所述三角波的峰值的电压被供给到所述波形生成电路，从所述电阻分压电路的第二节点取出的比所述第一电压高的第二电压作为所述反相基准电压被供给到所述反相放大电路。

6.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，

所述开关控制电路具有：钳位电路，其将自所述波形生成电路供给到所述第一电压比较电路和所述第二电压比较电路的三角波的峰值钳制在比所述反相基准电压低的电位。

7.一种升降压DC-DC转换器，其特征在于，具备：

电压转换用的电感器；

用于使电流流入该电感器的第一开关元件；

用于将电流从所述电感器引出的第二开关元件；

用于在所述第一开关元件截止的期间使电流流到所述电感器的第三开关元件；

用于在所述第二开关元件截止的期间使来自所述电感器的电流流到输出端子的第四开关元件；以及

权利要求1至5中的任一项所述的开关控制电路，所述的开关控制电路用于生成对所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第三开关元件以及所述第四开关元件进行导通、截止控制的信号。