JP2812739B2 - 三角波発生器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、パルス幅変調（以下、PWMと称す）増幅
器に使用されるPWM変調器の構成要素として使用される
三角波発生器に関するものである。

［従来の技術］ 原理的に高い効率が得られるPWM増幅器において、入
力信号を二値のPWM変調波とするPWM変調器の構成要素と
して使用される三角波発生器には、所要のキヤリア周波
数において精度の良い三角波形を発生することが要求さ
れる。特に、音声信号の増幅に使用する場合は、キヤリ
ア周波数を音声信号周波数に比べ十分高くとらねばなら
ず、再生音声信号の歪を抑えるために、波形直線部の精
度が良いこと、波形頭頂部になまりがないこと、波形の
対称性が良い、つまり、出力三角波電圧の時間に対する
増加・減少の割合が等しいことなどが厳しく要求され
る。

第４図は、例えば特開昭62−6522号公報に示された従
来の三角波発生器の回路図である。同図において、
（１）はコンデンサ、（９）は電源端子、（100）は上
記コンデンサ（１）に接続される第１の定電流源で、特
性の揃った２つのpnpトランジスタQ20,Q21および抵抗R2
0,R21により構成されるカレントミラー回路である。

（101）は上記第１の定電流源（100）のほぼ２倍の電
流を吸い込む第２の定電流源で、トランジスタQ22とエ
ミツタ抵抗R22とにより構成されている。（102）は上記
第２の定電流源（101）の電流吸い込みを制御するスイ
ッチ回路で、トランジスタQ23と抵抗R23〜R25とからな
る。（103）は上記第１および第２の定電流源（100），
（101）の電流値を規定する電流値調整回路で、抵抗R26
〜R28、IC化されたオペアンプIC20およびトランジスタQ
24とからなる。

（104）は第１のコンパレータ、（105）は第２のコン
パレータ、（106）はRSフリップフロップ回路、（107）
は直列に接続された抵抗R30〜R32からなる分圧回路であ
る。

つぎに、上記構成の動作について説明する。

まず、RSフリップフロップ回路（106）の出力Ｑが高
レベル（以下、“H"と称す）であると、スイッチ回路
（102）中のトランジスタQ23がオンとなり、第２の定電
流源（101）中のトランジスタQ22をオフとして電流の吸
い込みを停止する。そのため、コンデンサ（１）は第１
の定電流源（100）により充電され、その端子電圧は直
線的に増加してゆく。

このように、コンデンサ（１）の端子電圧が第１のコ
ンパレータ（104）の比較電圧VUに達すると、この第１
のコンパレータ（104）の出力が“H"から低レベル（以
下、“L"と称す）となり、上記RSフリップフロップ回路
（106）はセット状態となり、その出力Ｑが“L"とな
る。

RSフリップフロップ回路（106）の出力Ｑが“L"とな
ると、トランジスタQ23がオフ状態となり、電流値調整
回路（103）の出力電位がトランジスタQ22のベース電力
に与えられることとなり、このトランジスタQ22のコレ
クタ電極から第１の定電流源（100）の電流のほぼ２倍
の電流の吸い込みが開始される。そのため、コンデンサ
（１）に第１の定電流源（100）と第２の定電流源（10
1）の差の電流が供給されて放電されることになり、端
子電圧が直線的に減少してゆく。このとき、第１のコン
パレータ（104）の出力は“H"にもどる。

このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が第２の
コンパレータ（105）の比較電圧VLに達すると、その出
力が“H"から“L"となり、RSフリップフロップ回路（10
6）はリセット状態となり、その出力Ｑが“H"となる。

このようにして再びトランジスタQ23がオン状態とな
り、第２の定電流源（101）の電流吸い込みが停止さ
れ、コンデンサ（１）の端子電圧が直線的に増加してゆ
く。このとき、第２のコンパレータ（105）の出力は
“H"にもどる。

以上の動作の繰り返しにより、コンデンサ（１）に
は、ほぼVUとVLを上・下限とし、時間とともに直線的に
増加・減少を繰り返す電圧波形、すなわち、三角波が得
られることとなる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の三角波発生器は以上のように構成されており、
２つのコンパレータ（104），（105）とRSフリップフロ
ップ回路（106）を必要とし、構成が複雑であり、素子
数が多くなるという欠点があった。

また、コンデンサ（１）に充・放電をおこなう第１お
よび第２の定電流源（100），（101）が直接コンデンサ
（１）に接続されているため、定電流源の端子電圧が三
角波の出力電圧に応じて変化するという問題がある。特
に、実用可能な定電流源の出力インピーダンスは有限の
値であるから、出力あるいは吸い込み電流値が三角波の
出力電圧に応じて若干変化し、出力波形が理想的な三角
波からはずれることとなる。

また、従来の三角波発生回路では第２の定電流源（10
1）の電流吸い込みをトランジスタQ23によりオン・オフ
しいているが、このトランジスタQ23はオン時、飽和領
域にはいるためベース領域内の電荷蓄積のため急速にオ
フできず、時間遅れを生じ、そのため三角波出力周波数
が事実上、数100KHzに制限される。また、第２の定電流
源（101）の電流吸い込み量が規定値に達するにも、時
間遅れが生じるため、三角波の出力波形の頭頂部がなま
るという問題があった。

さらに、従来の三角波発生回路において、その出力三
角波の対称性を確保するためには一方の定電流源の電流
値を正確に他方の２倍としなければならず、電流値調整
回路にオペアンプを使用するほかに、各回路部品にも高
い精度が要求されるという問題があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、簡易な構成で精度の良い三角波を発生する
ことができる三角波発生器を提供することを目的とす
る。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る三角波発生器は、第１の定電流源と、
この第１の定電流源に直列に接続され、第１の電流切り
替え回路を構成する第１のスイッチ手段と、この第１の
スイッチ手段に直列に接続され、第２の電流切り替え回
路を構成する第２のスイッチ手段と、この第２のスイッ
チ手段に直列に接続され上記第１の定電流源とほぼ同じ
値の電流を吸い込む第２の定電流源と、上記第１および
第２のスイッチ手段の接続点と基準電位点との間に接続
されたコンデンサと、このコンデンサの端子電圧を入力
とし、ヒステリシス特性を有し上記第１および第２の電
流切り替え回路をそれぞれ独立に切り替え制御する２つ
の制御信号を出力する電圧比較回路とを備え、上記電圧
比較回路からの制御信号に応じて選択される上記第１お
よび第２のスイッチ手段のいずれか一方を介して、上記
コンデンサを第１および第２の定電流源のいずれかと接
続して、上記コンデンサの端子電圧を三角波信号として
出力するように構成したことを特徴とする。

［作用］ この発明によれば、三角波出力電圧の上・下限値を電
圧比較回路のヒステリシスにより生じる二つの比較電圧
値とほぼ一致させることにより、従来の三角波発生器に
おいて、２つのコンパレータとRSフリップフロップ回路
とから構成されていた電圧監視部を単一の電圧比較回路
におきかえることが可能で、全体構成を簡素化すること
ができる。

また、三角波電圧を発生させるためのコンデンサへの
充電・放電を互いに連動し、ほぼ同一の電流値をもつ２
つの定電流源からスイッチ手段を通しておこなうことに
より、自動的に出力三角波の対称性が得られる。さら
に、スイッチ手段として電流切り替え回路を使用するこ
とにより、動作上の遅れ時間を短縮して、発生可能な周
波数の上限を上げることができるとともに精度の良い三
角波を発生することが可能となる。

［発明の実施例］ 以下、この発明の一実施例を図面にもとづいて説明す
る。

第１図はこの発明の一実施例による三角波発生器の回
路図である。同図において、（１）はコンデンサ、
（２）はこのコンデンサ（１）に接続される第１のスイ
ッチ手段、（３）は第１の定電流源、（４）は第２のス
イッチ手段、（５）は第２の定電流源、（６）は電圧比
較回路、（７）は第１および第２の定電流源に接続され
る抵抗器、（８）は第１および第２のスイッチ手段に接
続され、これらに適当な動作電圧を与える分圧回路、
（９）は電源端子である。

つぎに、上記構成の動作について、各構成要素の詳細
な構成を混じえて順番に説明する。

まず、電圧比較回路（６）について説明する。なお、
説明の便宜上、抵抗R1、R2、R3およびR4の抵抗値をすべ
て等しいｒとし、抵抗R5およびR6の抵抗値を互いに等し
く、かつ上記ｒにくらべて十分大きいものとし、電流源
CS1、CS2の電流値を互いに等しいｉとする。

この電圧比較回路（６）では、npnトランジスタQ1、Q
2のベース電位を比較している。もし、トランジスタQ1
のベース電位がトランジスタQ2のベース電位より高けれ
ば、このトランジスタQ1がオンとなり、トランジスタQ2
はオフとなるから、トランジスタQ2のコレクタ電位はほ
ぼ電源電圧Vccとなり、トランジスタQ1のコレクタ電位
は定電流源CS1の電流が抵抗器R1を通して流れることに
よる電圧降下のため、ほぼVcc−ｒ×ｉとなる。

このため、トランジスタQ1、Q2の各コレクタ電極に接
続された二つのpnpトランジスタQ3、Q4のうち、一方の
トランジスタQ3がオン、他方のトランジスタQ4がオフと
なる。トランジスタQ4のコレクタ電位はほぼグランド電
位となり、トランジスタQ3のコレクタ電位は定電流源CS
2の電流が抵抗器R3を通して流れることによる電圧降下
のため、ほぼｒ×ｉとなる。このようにトランジスタQ
1、Q3がオンとなったとき、トランジスタQ2のベース電
位VLは、ほぼ VL＝Vcc/2−ｒ×i/2 となる。したがって、トランジスタQ1のベース電位がト
ランジスタQ2のベース電位（第１の比較電圧値）VLより
高い場合には、この状態（以下、第１の安定状態と称
す）が維持されるが、トランジスタQ1のベース電位がVL
より少しでも下がると、このトランジスタQ1がオフとな
り始めて、トランジスタQ4がオンしてゆくことから、ト
ランジスタQ2のベース電位は上昇してゆくという正帰還
がかかり、急速にもう一つの安定状態（以下、第２の安
定状態と称す）に移行することになる。

上記第２の安定状態、すなわち、トランジスタQ1より
もトランジスタQ2のベース電位が高くなると、このトラ
ンジスタQ2がオンとなり、トランジスタQ1がオフとなる
から、トランジスタQ1のコレクタ電位はほぼ電源電圧Vc
cとなり、トランジスタQ2のコレクタ電位は定電流源CS1
の電流の抵抗器R2での電圧降下のため、ほぼVcc−ｒ×
ｉとなる。このため、トランジスタQ3がオフ、トランジ
スタQ4がオンとなり、トランジスタQ3のコレクタ電位は
ほぼグランド電位、トランジスタQ4のコレクタ電位は定
電流源CS2の電流が抵抗器R4を通して流れることによ
り、ほぼｒ×ｉとなる。このようにトランジスタQ2、Q4
がオンとなったとき、トランジスタQ2のベース電位VU
は、ほぼ VU＝Vcc/2＋ｒ×i/2 となる。したがって、トランジスタQ1のベース電位がQ2
のベース電位（第２の比較電圧値）VU（＞VL）より低け
れば、この第２の安定状態が維持されるが、トランジス
タQ1のベース電位がQ2のベース電位VUより少しでも上が
ると、このトランジスタQ1がオンとなり始めて、トラン
ジスタQ4がオフしてゆくことから、トランジスタQ2のベ
ース電位が下降してゆくという正帰還がかかり、急速に
第１の安定状態に移行することになる。

以上の結果、電圧比較回路（６）は第２図で示すよう
に、入力電圧、つまり、トランジスタQ1のベース電圧に
対して第１および第２のスイッチ手段（２）、（４）を
それぞれ独立に切り替え制御する２つの制御信号となる
トランジスタQ2、Q3のコレクタ電圧は、スレッショルド
電圧がVL、VUとなるヒステリシスをもつこととなる。

第１の定電流源（３）は、特性の揃った２つのpnpト
ランジスタQ7、Q8で構成されるカレントミラー回路であ
り、トランジスタQ8のベース電極とコレクタ電極は結ば
れており、トランジスタQ7のコレクタ電流はトランジス
タQ8のコレクタ電流とほぼ等しくなる。この場合、トラ
ンジスタQ8のベース電流は無視し得るから、抵抗器
（７）に流れる電流と同等の電流がトランジスタQ7から
供給されることとなる。

第２の定電流源（５）は、特性の揃った２つのnpnト
ランジスタQ11、Q12で構成されるカレントミラー回路で
あり、トランジスタQ12のベース電極とコレクタ電極は
結ばれており、トランジスタQ11のコレクタ電流はトラ
ンジスタQ12のコレクタ電流とほぼ等しくなることか
ら、トランジスタQ11には抵抗器（７）に流れる電流と
同等の電流が吸い込まれることとなる。

第１のスイッチ手段（２）は、特性の揃った２つのpn
pトランジスタQ5、Q6と抵抗器R7、R8で構成される電流
切り替え回路であり、一方のトランジスタQ6のベース電
極には分圧回路（８）の抵抗器R12、R13の接続点から、
上記電圧比較回路（６）の第１、第２の安定状態でのト
ランジスタQ2のコレクタ電圧、即ちVccおよび（Vcc−ｒ
×ｉ）の間の適当な電圧が与えられるから、このスイッ
チ手段（２）はトランジスタQ2がオンの場合、第１の定
電流源（３）の電流がトランジスタQ5を通してコンデン
サ（１）に向けて出力され、トランジスタQ2がオフの場
合、トランジスタQ5もオフとなって電流供給を停止する
というスイッチ動作をおこなう。

第２のスイツチ手段（４）は、特性の揃った２つのnp
nトランジスタQ9、Q10および抵抗器R9、R10で構成され
る電流切り替え回路であり、トランジスタQ10のベース
電極には分圧回路（８）の抵抗器R13、R14の接続点か
ら、上記電圧比較回路（６）の第１、第２の安定状態で
のトランジスタQ3のコレクタ電圧、即ち０および（ｒ×
ｉ）の間の適当な電圧が与えられるから、このスイッチ
手段（４）はトランジスタQ3がオンの場合、第２の定電
流源（５）の電流がトランジスタQ9を通してコンデンサ
（１）から吸い込まれ、また、トランジスタQ3がオフの
場合、トランジスタQ9もオフとなって電流吸い込みを停
止するというスイッチ動作をおこなう。

以上のような構成要素からなるものにおいて、まず、
電圧比較回路（６）が第１の安定状態にあると、トラン
ジスタQ2がオフ、トランジスタQ3がオンであるから、第
１のスイッチ手段（２）を通してのコンデンサ（１）の
充電はおこなわれず、第２のスイッチ手段（４）を通し
て定電流源（５）への放電のみがおこなわれる。そのた
め、コンデンサ（１）の端子電圧、すなわち、トランジ
スタQ1のベース電位が時間とともに直線的に減少してゆ
く。

このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が上記VL
に達すると、電圧比較回路（６）は急速に第２の安定状
態に移行する。

第２の安定状態になると、トランジスタQ2がオン、ト
ランジスタQ3がオフとなり、第１のスイッチ手段（２）
を通して定電流源（３）からコンデンサ（１）への充電
がおこなわれ、第２のスイッチ手段（４）を通しての放
電は停止される。そのため、コンデンサ（１）の端子電
圧、すなわち、トランジスタQ1のベース電位が時間とと
もに直線的に増加してゆく。

このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が上記VU
に達すると、電圧比較回路（６）は再び急速に第１の安
定状態に移行する。

以上の動作の繰り返しにより、第３図で示すように、
コンデンサ（１）には、ほぼVUとVLを上・下限とし、時
間とともに直線的に増加・減少を繰り返す電圧波形、す
なわち、所定の三角波が得られることとなる。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、ヒステリシス特性
をもつ電圧比較器を使用して、その２つのスレッショル
ドにより三角波発生の出力電圧を規定するものであるか
ら、全体の回路構成が簡単となり、必要な素子数も減少
することができる。

また、２つの定電流源からコンデンサへの充放電切り
替えをおこなうスイッチ手段として電流切り替え回路を
用いる場合は、定電流源の端子電圧は構成上、電流切り
替え回路を構成する２つのトランジスタのエミッタ電位
となる。このエミッタ電位は分圧回路からスイッチ手段
に与えられる電圧がほぼ一定となるように構成すると、
スイッチ手段の動作状態にかかわらずほぼ一定となるか
ら、２つの定電流源の出力あるいは吸い込み電流は三角
波の出力電圧に無関係にそれぞれ一定の値となるため、
簡易な構成でありながら非常に精度の良い三角波を発生
させることができる。

また、スイッチ手段として用いられる２組の電流切り
換え回路は、電圧比較回路から出力される２つの制御信
号によりそれぞれ独立に切り替え制御されるので、これ
らの各電流切り換え回路を構成する各トランジスタが、
いずれも遮断・能動領域で動作し、飽和領域に入らない
ことから、動作が高速となり、三角波周波数の上限を引
き上げることができるとともに波形頭頂部のなまりをな
くし得るという効果も奏する。

さらに、２つの定電流源として、カレントミラー回路
を使用してそれぞれの電流入力を結合し、それぞれの電
流値がたがいに連動するよう構成することにより、自動
的に出力三角波の対称性が保たれるという効果をも奏す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による三角波発生器の回路
図、第２図はこの発明の一実施例における電圧比較回路
の特性を示す説明図、第３図はこの発明の一実施例の動
作を説明する各部波形図、第４図は従来の三角波発生器
の回路図である。 （１）……コンデンサ、（２）……第１のスイッチ手
段、（３）……第１の定電流源、（４）……第２のスイ
ッチ手段、（５）……第２の定電流源、（６）……電圧
比較回路、（７）……抵抗器、（８）……分圧回路、
（９）……電源端子。 なお、図中の同一符号は同一または相当部分を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H03K 4/06 H03K 4/50

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の定電流源と、 この第１の定電流源に直列に接続され、第１の電流切り
   替え回路を構成する第１のスイッチ手段と、 この第１のスイッチ手段に直列に接続され、第２の電流
   切り替え回路を構成する第２のスイッチ手段と、 この第２のスイッチ手段に直列に接続され上記第１の定
   電流源とほぼ同じ値の電流を吸い込む第２の定電流源
   と、 上記第１および第２のスイッチ手段の接続点と基準電位
   点との間に接続されたコンデンサと、 このコンデンサの端子電圧を入力とし、ヒステリシス特
   性を有し上記第１および第２の電流切り替え回路をそれ
   ぞれ独立に切り替え制御する２つの制御信号を出力する
   電圧比較回路と を備え、上記電圧比較回路からの制御信号に応じて選択
   される上記第１および第２のスイッチ手段のいずれか一
   方を介して、上記コンデンサを第１および第２の定電流
   源のいずれかと接続して、上記コンデンサの端子電圧を
   三角波信号として出力するように構成したことを特徴と
   する三角波発生器。