JPH0360514A - 電圧制御発振回路 - Google Patents
電圧制御発振回路Info
- Publication number
- JPH0360514A JPH0360514A JP19746089A JP19746089A JPH0360514A JP H0360514 A JPH0360514 A JP H0360514A JP 19746089 A JP19746089 A JP 19746089A JP 19746089 A JP19746089 A JP 19746089A JP H0360514 A JPH0360514 A JP H0360514A
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- JP
- Japan
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- transistors
- current
- voltage
- capacitor
- circuit
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- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 21
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 29
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、電圧制御発振回路に関し、特に対をなすトラ
ンジスタのエミッタ間にキャパシタを接続すると共に上
記トランジスタに流す電流値を制御することによって任
意の発振周波数を得るエミッタ結合型の電圧制御発振回
路に関する。
ンジスタのエミッタ間にキャパシタを接続すると共に上
記トランジスタに流す電流値を制御することによって任
意の発振周波数を得るエミッタ結合型の電圧制御発振回
路に関する。
[従来の技術]
従来、この種の電圧制御発振回路として、第3図に示す
回路が知られている。
回路が知られている。
第3図において、トランジスタQ1及びトランジスタQ
2は、一方のベースに他方のコレクタが相互に接続され
ると共に、それらのエミッタがキャパシタCIを介して
相互に結合されたものとなっている。更に、これらトラ
ンジスタQl、Q2の各エミッタと接地との間には可変
電圧V1によって夫々制御される定電流源I□+’I2
が接続されている。また、トランジスタQ=、Q2の各
コレクタと電源V。。との間には、夫々クランプ回路と
して負荷抵抗R4及びクランプ用ダイオードDlの並列
回路並びに負荷抵抗R2及びクランプ用ダイオードD2
の並列回路が接続されている。
2は、一方のベースに他方のコレクタが相互に接続され
ると共に、それらのエミッタがキャパシタCIを介して
相互に結合されたものとなっている。更に、これらトラ
ンジスタQl、Q2の各エミッタと接地との間には可変
電圧V1によって夫々制御される定電流源I□+’I2
が接続されている。また、トランジスタQ=、Q2の各
コレクタと電源V。。との間には、夫々クランプ回路と
して負荷抵抗R4及びクランプ用ダイオードDlの並列
回路並びに負荷抵抗R2及びクランプ用ダイオードD2
の並列回路が接続されている。
このように構成された電圧制御発振回路において、いま
、トランジスタQ1がオン状態、トランジスタQ2がオ
フ状態であるとすると、キャパシタC1への充電電流は
、電源v0゜からクランプ用ダイオードD、及び負荷抵
抗R1、並びにトランジスタQ1を通ってキャパシタC
1の図中左側端子に流れ込む。一方、これに伴ってキャ
パシタC1の図中右側端子の蓄積電荷が放電されるので
、該端子の電位が徐々に下がり、トランジスタQ2のベ
ース・エミッタ間電圧が順バイアスになる。
、トランジスタQ1がオン状態、トランジスタQ2がオ
フ状態であるとすると、キャパシタC1への充電電流は
、電源v0゜からクランプ用ダイオードD、及び負荷抵
抗R1、並びにトランジスタQ1を通ってキャパシタC
1の図中左側端子に流れ込む。一方、これに伴ってキャ
パシタC1の図中右側端子の蓄積電荷が放電されるので
、該端子の電位が徐々に下がり、トランジスタQ2のベ
ース・エミッタ間電圧が順バイアスになる。
これにより、トランジスタQ2はオン状態になる。
トランジスタQgがオン状態になると、トランジスタQ
1のベース電位が低下するので、直ちにトランジスタQ
1はオフ状態となる。そして、今度はキャパシタC3の
右側端子が充電、左側端子が放電となる。以上の動作を
、繰り返すことにより発振動作が維持される。なお、こ
のときクランプ用ダイオードD1.D2は、負荷抵抗R
,,R2による電圧降下分をクランプして、発振出力v
ats VO2の振幅を一定にすると共に、トランジス
タQ1−02のベース電位の変化量を一定にして安定し
た発振動作を確保するために設けられている。
1のベース電位が低下するので、直ちにトランジスタQ
1はオフ状態となる。そして、今度はキャパシタC3の
右側端子が充電、左側端子が放電となる。以上の動作を
、繰り返すことにより発振動作が維持される。なお、こ
のときクランプ用ダイオードD1.D2は、負荷抵抗R
,,R2による電圧降下分をクランプして、発振出力v
ats VO2の振幅を一定にすると共に、トランジス
タQ1−02のベース電位の変化量を一定にして安定し
た発振動作を確保するために設けられている。
この回路では、可変電圧V1を制御して定電流源11.
12の電流値を変化させて、上述したキャパシタCIへ
の充放電電流を制御することにより、発振周波数を制御
している。第4図にこの回路の制御電圧に対する発振周
波数の特性を示す。
12の電流値を変化させて、上述したキャパシタCIへ
の充放電電流を制御することにより、発振周波数を制御
している。第4図にこの回路の制御電圧に対する発振周
波数の特性を示す。
[発明が解決しようとする課題]
しかしながら、上述した従来の電圧制御発振回路では、
発振周波数を低くするために、制御電圧を低下させると
、電源流1..Lの電流が減少し、負荷抵抗R,,R2
に流れる電流も減少するので、負荷抵抗R,,R2によ
る電圧降下が十分得られなくなり、クランプ用ダイオー
ドDllD2が働かなくなってしまう。このため、トラ
ンジスタQ!−QQのベース電位の振幅が低下し、キャ
パシタC8の両端の電圧振幅も小さくなってしまう。従
って、第4図に示すように、クランプ回路が機能しなく
なる制御電圧4v付近では、制御電圧を低下させると逆
に発振周波数が増加してしまい、発振周波数の直線性が
低下するという問題点があった。
発振周波数を低くするために、制御電圧を低下させると
、電源流1..Lの電流が減少し、負荷抵抗R,,R2
に流れる電流も減少するので、負荷抵抗R,,R2によ
る電圧降下が十分得られなくなり、クランプ用ダイオー
ドDllD2が働かなくなってしまう。このため、トラ
ンジスタQ!−QQのベース電位の振幅が低下し、キャ
パシタC8の両端の電圧振幅も小さくなってしまう。従
って、第4図に示すように、クランプ回路が機能しなく
なる制御電圧4v付近では、制御電圧を低下させると逆
に発振周波数が増加してしまい、発振周波数の直線性が
低下するという問題点があった。
これに対し、発振周波数の直線性を改善するには、抵抗
R1及びR2の値を大きくする方法、又は定電流1li
XI、及びI2の電流値とキャパシタC□の容量値を大
きくする方法等が考えられるが、前者は発振周波数を高
くすることが困難であり、後者は消費電力が大きくなる
という問題点がある。
R1及びR2の値を大きくする方法、又は定電流1li
XI、及びI2の電流値とキャパシタC□の容量値を大
きくする方法等が考えられるが、前者は発振周波数を高
くすることが困難であり、後者は消費電力が大きくなる
という問題点がある。
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、
発振周波数の直線性を改善することができ、しかも高い
発振周波数が得られると共に消費電力が少ない電圧制御
発振回路を提供することを目的とする。
発振周波数の直線性を改善することができ、しかも高い
発振周波数が得られると共に消費電力が少ない電圧制御
発振回路を提供することを目的とする。
[課題を解決するための手段]
本発明に係る電圧制御発振回路は、一方のベースに他方
のコレクタが相互に接続された第1及び第2のトランジ
スタと、これらトランジスタの各コレクタと第1の電源
端子との間に夫々接続された第1及び第2のクランプ回
路と、前記トランジスタのエミッタ間を接続するキャパ
シタと、前記トランジスタの各エミッタと第2の電源端
子との間に夫々接続され制御電圧によって制御される第
1及び第2のの定電流源とを有するエミッタ結合形の電
圧制御発振回路において、前記第1及び第2のトランジ
スタと夫々コレクタ及びベースが共通接続されると共に
、エミッタ同士が接続された第3及び第4のトランジス
タと、これら第3及び第4のトランジスタのエミッタと
前記第2の電源端子との間に接続された第3の定電流源
とを有することを特徴とする。
のコレクタが相互に接続された第1及び第2のトランジ
スタと、これらトランジスタの各コレクタと第1の電源
端子との間に夫々接続された第1及び第2のクランプ回
路と、前記トランジスタのエミッタ間を接続するキャパ
シタと、前記トランジスタの各エミッタと第2の電源端
子との間に夫々接続され制御電圧によって制御される第
1及び第2のの定電流源とを有するエミッタ結合形の電
圧制御発振回路において、前記第1及び第2のトランジ
スタと夫々コレクタ及びベースが共通接続されると共に
、エミッタ同士が接続された第3及び第4のトランジス
タと、これら第3及び第4のトランジスタのエミッタと
前記第2の電源端子との間に接続された第3の定電流源
とを有することを特徴とする。
[作用コ
本発明によれば、キャパシタの充放電を極性を切換える
第1及び第2のトランジスタととベース及びコレクタを
共用する第3及び第4のトランジスタを新たに設け、こ
れらトランジスタのエミッタの接続部に第3の定電流源
を接続したので、制御電圧が低い場合、即ちキャパシタ
に流れる充放電電流が小さいときでも、クランプ回路に
は、それが機能し得るだけの十分な電流を流すことがで
きる。このため、低い周波数の範囲でも常にクランプ回
路が機能して、第1及び第2のトランジスタのベース電
圧の振幅値を一定値にするように作用するので、制御電
圧の変化に対する発振周波数の変化のりニアリティを大
幅に高めることができる。
第1及び第2のトランジスタととベース及びコレクタを
共用する第3及び第4のトランジスタを新たに設け、こ
れらトランジスタのエミッタの接続部に第3の定電流源
を接続したので、制御電圧が低い場合、即ちキャパシタ
に流れる充放電電流が小さいときでも、クランプ回路に
は、それが機能し得るだけの十分な電流を流すことがで
きる。このため、低い周波数の範囲でも常にクランプ回
路が機能して、第1及び第2のトランジスタのベース電
圧の振幅値を一定値にするように作用するので、制御電
圧の変化に対する発振周波数の変化のりニアリティを大
幅に高めることができる。
また、この発明では、クランプ回路の抵抗値及びキャパ
シタに対する充放電電流は何ら従来と変わらないので、
高い発振周波数が得られると共に、消費電力も少ない。
シタに対する充放電電流は何ら従来と変わらないので、
高い発振周波数が得られると共に、消費電力も少ない。
[実施例]
次に本発明の実施例について添付の図面を参照して説明
する。
する。
第1図は本発明の実施例に係る電圧制御発振回路の回路
図である。なお、第1図において、第3図と同一物には
同一符号を付し、重複する部分の詳しい説明は省略する
。
図である。なお、第1図において、第3図と同一物には
同一符号を付し、重複する部分の詳しい説明は省略する
。
この実施例の回路が第3図に示した従来の回路と異なる
点は、トランジスタQ1.Q2に対して新たにトランジ
スタQ3.Q4が併設されている点である。これらトラ
ンジスタQ31Q4は、ベース及びコレクタが夫々トラ
ンジスタQ1.Q2のベース及びコレクタに共通に接続
されている。
点は、トランジスタQ1.Q2に対して新たにトランジ
スタQ3.Q4が併設されている点である。これらトラ
ンジスタQ31Q4は、ベース及びコレクタが夫々トラ
ンジスタQ1.Q2のベース及びコレクタに共通に接続
されている。
トランジスタQ3.Q4のエミッタは共通接続され、そ
の接続点と接地点との間には第3の定電流源I3が接続
されている。
の接続点と接地点との間には第3の定電流源I3が接続
されている。
次にこのように構成された本実施例に係る電圧制御発振
回路の動作について説明する。
回路の動作について説明する。
いま、トランジスタQ1がオン状態、トランジスタQ2
がオフ状態であるとすると、トランジスタQ3はオン状
態、トランジスタQ4がオフ状態になっている。キャパ
シタCIの充電電流は電源VCCから負荷抵抗R1とダ
イオードD1を通り、更にトランジスタQ1を通ってキ
ャパシタC4に流れる。このとき、トランジスタQ□に
は定電流源■1に流れる電流とキャパシタC1に流れる
電流の和の電流が流れる。ここで、定電流源■、及びI
2の電流値をIl、抵抗R1及びR2の抵抗をRANダ
イオードD1の順方向電圧をVFN定電流源I3の電流
値をI3とおくと、 Vp < (2I r + I3 ) RAとなるよう
に、I3を選ぶことにより、容量C□の充電電流Itが
小さくなっても、節点Aの電圧はクランプされる。
がオフ状態であるとすると、トランジスタQ3はオン状
態、トランジスタQ4がオフ状態になっている。キャパ
シタCIの充電電流は電源VCCから負荷抵抗R1とダ
イオードD1を通り、更にトランジスタQ1を通ってキ
ャパシタC4に流れる。このとき、トランジスタQ□に
は定電流源■1に流れる電流とキャパシタC1に流れる
電流の和の電流が流れる。ここで、定電流源■、及びI
2の電流値をIl、抵抗R1及びR2の抵抗をRANダ
イオードD1の順方向電圧をVFN定電流源I3の電流
値をI3とおくと、 Vp < (2I r + I3 ) RAとなるよう
に、I3を選ぶことにより、容量C□の充電電流Itが
小さくなっても、節点Aの電圧はクランプされる。
従って、この回路によれば、発振周波数の低周波数側の
直線性を、第2図に示すように大幅に改善することがで
きる。
直線性を、第2図に示すように大幅に改善することがで
きる。
[発明の効果]
以上説明したように、本発明によれば、低い発振周波数
を得るため、制御電圧を低くシ、キャパシタの充放電を
切換える第1及び第2のトランジスタに流れる電流が小
さくなった場合でも、上記第1及び第2のトランジスタ
と同期して動作する第3及び第4のトランジスタがクラ
ンプ回路にクランプ動作が確実に行われるだけの電流を
流すので、クランプ回路での電圧降下を一定に保つこと
ができる。この結果、制御電圧に対する発振周波数の変
化のリニアリティを高い精度で保つことができる効果が
ある。
を得るため、制御電圧を低くシ、キャパシタの充放電を
切換える第1及び第2のトランジスタに流れる電流が小
さくなった場合でも、上記第1及び第2のトランジスタ
と同期して動作する第3及び第4のトランジスタがクラ
ンプ回路にクランプ動作が確実に行われるだけの電流を
流すので、クランプ回路での電圧降下を一定に保つこと
ができる。この結果、制御電圧に対する発振周波数の変
化のリニアリティを高い精度で保つことができる効果が
ある。
第1図は本発明の実施例に係る電圧制御発振回路の回路
図、第2図は同回路の動作を示す特性図、第3図は従来
の電圧制御発振回路の回路図、第4図は同回路の動作を
示す特性図である。
図、第2図は同回路の動作を示す特性図、第3図は従来
の電圧制御発振回路の回路図、第4図は同回路の動作を
示す特性図である。
Claims (1)
- (1)一方のベースに他方のコレクタが相互に接続され
た第1及び第2のトランジスタと、これらトランジスタ
の各コレクタと第1の電源端子との間に夫々接続された
第1及び第2のクランプ回路と、前記トランジスタのエ
ミッタ間を接続するキャパシタと、前記トランジスタの
各エミッタと第2の電源端子との間に夫々接続され制御
電圧によって制御される第1及び第2のの定電流源とを
有するエミッタ結合形の電圧制御発振回路において、前
記第1及び第2のトランジスタと夫々コレクタ及びベー
スが共通接続されると共に、エミッタ同士が接続された
第3及び第4のトランジスタと、これら第3及び第4の
トランジスタのエミッタと前記第2の電源端子との間に
接続された第3の定電流源とを有することを特徴とする
電圧制御発振回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19746089A JPH0360514A (ja) | 1989-07-29 | 1989-07-29 | 電圧制御発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19746089A JPH0360514A (ja) | 1989-07-29 | 1989-07-29 | 電圧制御発振回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0360514A true JPH0360514A (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=16374872
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19746089A Pending JPH0360514A (ja) | 1989-07-29 | 1989-07-29 | 電圧制御発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0360514A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5914642A (en) * | 1996-05-01 | 1999-06-22 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Temperature independent current controlled multivibrator |
JP2002353784A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Sony Corp | 発振回路 |
KR100468689B1 (ko) * | 1997-09-10 | 2005-03-16 | 삼성전자주식회사 | 출력레벨보상기능을갖는다채널용전압제어발진기 |
-
1989
- 1989-07-29 JP JP19746089A patent/JPH0360514A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5914642A (en) * | 1996-05-01 | 1999-06-22 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Temperature independent current controlled multivibrator |
KR100468689B1 (ko) * | 1997-09-10 | 2005-03-16 | 삼성전자주식회사 | 출력레벨보상기능을갖는다채널용전압제어발진기 |
JP2002353784A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Sony Corp | 発振回路 |
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