JPH06196976A - 信号発生器 - Google Patents
信号発生器Info
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- JPH06196976A JPH06196976A JP5255052A JP25505293A JPH06196976A JP H06196976 A JPH06196976 A JP H06196976A JP 5255052 A JP5255052 A JP 5255052A JP 25505293 A JP25505293 A JP 25505293A JP H06196976 A JPH06196976 A JP H06196976A
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- capacitor
- output
- circuit
- charging
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
Abstract
(57)【要約】
【目的】簡単な構成で消費電力が小さく且つ直線的な三
角波形を発生し得る信号発生器を提供すること。 【構成】コンデンサ２２に接続された充放電電流端子３
６を有し、第１動作モード（ワンショット動作モード）
において、コンデンサ２２を直線的に充電及び放電する
動作を１サイクル実行し、第２動作モード（フリーラン
動作モード）において、コンデンサ２２の充放電動作を
連続的に繰り返す電流手段１２、１４、１６、１８、２
４、２６及び２８とを具える。この電流手段は、上記コ
ンデンサの充電電流の流れる方向を上記電流手段の中で
変更し、この変更した電流路（トランジスタＱ1及び電
流源３４）に上記コンデンサの放電電流を流すように構
成される。
角波形を発生し得る信号発生器を提供すること。 【構成】コンデンサ２２に接続された充放電電流端子３
６を有し、第１動作モード（ワンショット動作モード）
において、コンデンサ２２を直線的に充電及び放電する
動作を１サイクル実行し、第２動作モード（フリーラン
動作モード）において、コンデンサ２２の充放電動作を
連続的に繰り返す電流手段１２、１４、１６、１８、２
４、２６及び２８とを具える。この電流手段は、上記コ
ンデンサの充電電流の流れる方向を上記電流手段の中で
変更し、この変更した電流路（トランジスタＱ1及び電
流源３４）に上記コンデンサの放電電流を流すように構
成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、集積回路化に適した信
号発生器に関する。
号発生器に関する。
【０００２】
【従来技術及び発明が解決しようとする課題】集積化さ
れた発振回路又はタイマー回路の従来例としては、交互
に充電及び放電する外部コンデンサに基づいて動作する
ものが良く知られている。例えば、米国カリフォルニア
州のナショナル・セミコンダクタ社製のＬＭ５５５タイ
マー型回路がその一例である。このＬＭ５５５型タイマ
ー回路は、ワンショット動作モードとフリーラン動作モ
ードで動作する。この回路では、飽和トランジスタによ
り外部コンデンサを放電させる。このように、飽和トラ
ンジスタを用いる方法は、ＬＭ５５５型の場合のような
個別の集積回路では適しているが、タイマー回路が集積
回路上の１つの機能ブロックとしてのみ使用されている
ような場合には適していない。この理由は、飽和トラン
ジスタから基板に注入された過渡的な過大電流により、
バイアス不良が起きたり、そうでなくても集積回路上の
他の機能ブロックの動作に悪影響を与えることがある。
更に、飽和トランジスタに蓄積された電荷により回路の
最大動作周波数が制限されるという問題もある。このよ
うな回路上の制限により、外部コンデンサのタイミング
傾斜波形は、外部電流源を別に設けない限り、直線的な
三角波形とはならず、指数関数的ＲＣ充放電波形となっ
てしまう。
れた発振回路又はタイマー回路の従来例としては、交互
に充電及び放電する外部コンデンサに基づいて動作する
ものが良く知られている。例えば、米国カリフォルニア
州のナショナル・セミコンダクタ社製のＬＭ５５５タイ
マー型回路がその一例である。このＬＭ５５５型タイマ
ー回路は、ワンショット動作モードとフリーラン動作モ
ードで動作する。この回路では、飽和トランジスタによ
り外部コンデンサを放電させる。このように、飽和トラ
ンジスタを用いる方法は、ＬＭ５５５型の場合のような
個別の集積回路では適しているが、タイマー回路が集積
回路上の１つの機能ブロックとしてのみ使用されている
ような場合には適していない。この理由は、飽和トラン
ジスタから基板に注入された過渡的な過大電流により、
バイアス不良が起きたり、そうでなくても集積回路上の
他の機能ブロックの動作に悪影響を与えることがある。
更に、飽和トランジスタに蓄積された電荷により回路の
最大動作周波数が制限されるという問題もある。このよ
うな回路上の制限により、外部コンデンサのタイミング
傾斜波形は、外部電流源を別に設けない限り、直線的な
三角波形とはならず、指数関数的ＲＣ充放電波形となっ
てしまう。
【０００３】外部コンデンサの充放電波形を直線的にす
るための他の回路構成としては、定電流で充電する第１
の回路と、この充電電流の２倍の放電電流でコンデンサ
を放電する第２の回路を設ける方法がある。しかし、こ
のような回路を設けることは、回路の消費電力が過大と
なって望ましくない。
るための他の回路構成としては、定電流で充電する第１
の回路と、この充電電流の２倍の放電電流でコンデンサ
を放電する第２の回路を設ける方法がある。しかし、こ
のような回路を設けることは、回路の消費電力が過大と
なって望ましくない。
【０００４】よって、本発明の目的は、簡単な構成で消
費電力が小さく且つ直線的な三角波形を発生し得る信号
発生器を提供することである。
費電力が小さく且つ直線的な三角波形を発生し得る信号
発生器を提供することである。
【０００５】
【課題を解決する為の手段】本発明の信号発生器は、コ
ンデンサを充電及び放電させることにより三角波形を発
生する。この三角波形は容易に矩形波や正弦波に整形可
能である。コンデンサ２２に接続された充放電電流端子
３６を有し、第１動作モード（ワンショット動作モー
ド）において、コンデンサ２２を直線的に充電及び放電
する動作を１サイクル実行し、第２動作モード（フリー
ラン動作モード）において、コンデンサ２２の充放電動
作を連続的に繰り返す電流手段１２、１４、１６、１
８、２４、２６及び２８とを具える。この電流手段は、
上記コンデンサの充電電流の流れる方向を上記電流手段
の中で変更し、この変更した電流路（トランジスタＱ1
及び電流源３４）に上記コンデンサの放電電流を流すよ
うに構成される。
ンデンサを充電及び放電させることにより三角波形を発
生する。この三角波形は容易に矩形波や正弦波に整形可
能である。コンデンサ２２に接続された充放電電流端子
３６を有し、第１動作モード（ワンショット動作モー
ド）において、コンデンサ２２を直線的に充電及び放電
する動作を１サイクル実行し、第２動作モード（フリー
ラン動作モード）において、コンデンサ２２の充放電動
作を連続的に繰り返す電流手段１２、１４、１６、１
８、２４、２６及び２８とを具える。この電流手段は、
上記コンデンサの充電電流の流れる方向を上記電流手段
の中で変更し、この変更した電流路（トランジスタＱ1
及び電流源３４）に上記コンデンサの放電電流を流すよ
うに構成される。
【０００６】
【実施例】図１は、 本発明の一実施例の構成を示す回
路図である。この発振回路１０は、増幅器１２、カレン
トミラー１４、第１比較器１６、第２比較器１８、ＲＳ
フリップ・フロップ２４、第１マルチプレクサ２６、第
２マルチプレクサ２８及び第３マルチプレクサ３２を含
んでいる。これら回路コンポーネントにより、外部コン
デンサ２２を直線的に充放電する手段が構成される。外
部コンデンサ２２は、集積回路外部接続パッド３６を介
してこの回路の電流出力ノードに接続されている。発振
器１０は、２つの動作モードで動作する。第１のワンシ
ョット動作モードでは、外部コンデンサ２２は、１回ず
つ充電及び放電され、所定のパルス幅を有する１つの出
力パルスを発生する。第２のフリーラン動作モードで
は、連続的に充放電動作を繰り返し、所定の周波数の出
力信号を発生する。発振器１０の以上の構成により、充
電電流の流れる向きを切り換え、この新たな電流路に放
電電流を流すことによって回路の消費電力を低減出来
る。
路図である。この発振回路１０は、増幅器１２、カレン
トミラー１４、第１比較器１６、第２比較器１８、ＲＳ
フリップ・フロップ２４、第１マルチプレクサ２６、第
２マルチプレクサ２８及び第３マルチプレクサ３２を含
んでいる。これら回路コンポーネントにより、外部コン
デンサ２２を直線的に充放電する手段が構成される。外
部コンデンサ２２は、集積回路外部接続パッド３６を介
してこの回路の電流出力ノードに接続されている。発振
器１０は、２つの動作モードで動作する。第１のワンシ
ョット動作モードでは、外部コンデンサ２２は、１回ず
つ充電及び放電され、所定のパルス幅を有する１つの出
力パルスを発生する。第２のフリーラン動作モードで
は、連続的に充放電動作を繰り返し、所定の周波数の出
力信号を発生する。発振器１０の以上の構成により、充
電電流の流れる向きを切り換え、この新たな電流路に放
電電流を流すことによって回路の消費電力を低減出来
る。
【０００７】増幅器１２は、トランジスタＱ1及びＱ2の
エミッタが結合された差動バイポーラ・トランジスタ対
であり、バイアス電流が電流源３４から供給される。増
幅器１２の入力電圧はトランジスタＱ1及びＱ2のベース
に供給され、トランジスタＱ1及びＱ2のコレクタから出
力電流が出力される。コンデンサの放電電流はトランジ
スタＱ1のコレクタに流れる。図１の回路は、差動トラ
ンジスタ対であるが、差動電圧入力端及び差動電流出力
端を有する他の構成の回路を使用しても良い。スーパー
・ウィルソン型ＰＮＰカレントミラー１４の電流入力端
は、増幅器１２の第２電流出力端（トランジスタＱ2の
コレクタ）に接続され、電流出力端は、増幅器１２の第
１電流出力端（トランジスタＱ1のコレクタ）に接続さ
れている。このスーパー・ウィルソン型カレントミラー
１４は、高精度の故に選択された回路であるが、その他
のカレントミラー回路を使用しても構わない。カレント
ミラー１４の出力電流は外部コンデンサ２２の充電電流
となる。
エミッタが結合された差動バイポーラ・トランジスタ対
であり、バイアス電流が電流源３４から供給される。増
幅器１２の入力電圧はトランジスタＱ1及びＱ2のベース
に供給され、トランジスタＱ1及びＱ2のコレクタから出
力電流が出力される。コンデンサの放電電流はトランジ
スタＱ1のコレクタに流れる。図１の回路は、差動トラ
ンジスタ対であるが、差動電圧入力端及び差動電流出力
端を有する他の構成の回路を使用しても良い。スーパー
・ウィルソン型ＰＮＰカレントミラー１４の電流入力端
は、増幅器１２の第２電流出力端（トランジスタＱ2の
コレクタ）に接続され、電流出力端は、増幅器１２の第
１電流出力端（トランジスタＱ1のコレクタ）に接続さ
れている。このスーパー・ウィルソン型カレントミラー
１４は、高精度の故に選択された回路であるが、その他
のカレントミラー回路を使用しても構わない。カレント
ミラー１４の出力電流は外部コンデンサ２２の充電電流
となる。
【０００８】第１比較器１６の正入力端は増幅器１２の
第１電流出力端に接続され、比較器１６の負入力端は回
路ノード４２の高レベル閾値電圧ＶHを受ける。第２比
較器１８の正入力端は増幅器１２の第２電流出力端に接
続され、負入力端は回路ノード３８の低レベル閾値電圧
ＶLを受ける。ＲＳフリップ・フロップ２４のリセット
入力端Ｒは、第１比較器１６の出力端に接続され、セッ
ト入力端Ｓは第２比較器１８の出力端に接続され、フリ
ップ・フロップ２４の出力端Ｑは、増幅器１２の第２入
力端（Ｑ2のベース）に接続されている。
第１電流出力端に接続され、比較器１６の負入力端は回
路ノード４２の高レベル閾値電圧ＶHを受ける。第２比
較器１８の正入力端は増幅器１２の第２電流出力端に接
続され、負入力端は回路ノード３８の低レベル閾値電圧
ＶLを受ける。ＲＳフリップ・フロップ２４のリセット
入力端Ｒは、第１比較器１６の出力端に接続され、セッ
ト入力端Ｓは第２比較器１８の出力端に接続され、フリ
ップ・フロップ２４の出力端Ｑは、増幅器１２の第２入
力端（Ｑ2のベース）に接続されている。
【０００９】第１マルチプレクサ１６の第１入力端は基
準電圧ＶREFを受ける。この基準電圧ＶREFの値は、フリ
ップ・フロップ２４の出力電圧の高レベルと低レベルと
の間の中央値に略等しい。マルチプレクサ２６の第２入
力端は第２比較器１８の出力端に接続されている。マル
チプレクサ２６の出力端は増幅器１２の第１入力端に接
続されている。このマルチプレクサ２６は、発振回路１
０がワンショット動作モードのときに高基準レベルＶRE
Fを出力するように設計されている。第２マルチプレク
サ２８の第１入力端は第２比較器１８の出力端に接続さ
れ、第２入力端はイネーブル信号ＶENを受け、マルチプ
レクサ２８の出力端は、フリップ・フロップ２４のＳ入
力端に接続されている。発振回路１０は、イネーブル信
号ＶENに応じてワンショット信号をワンショット出力ノ
ードである第２比較器１８の出力端から出力する。フリ
ップ・フロップ２４の出力端Ｑはフリーラン発振出力ノ
ードであり、このノードから連続発振出力を発生する。
準電圧ＶREFを受ける。この基準電圧ＶREFの値は、フリ
ップ・フロップ２４の出力電圧の高レベルと低レベルと
の間の中央値に略等しい。マルチプレクサ２６の第２入
力端は第２比較器１８の出力端に接続されている。マル
チプレクサ２６の出力端は増幅器１２の第１入力端に接
続されている。このマルチプレクサ２６は、発振回路１
０がワンショット動作モードのときに高基準レベルＶRE
Fを出力するように設計されている。第２マルチプレク
サ２８の第１入力端は第２比較器１８の出力端に接続さ
れ、第２入力端はイネーブル信号ＶENを受け、マルチプ
レクサ２８の出力端は、フリップ・フロップ２４のＳ入
力端に接続されている。発振回路１０は、イネーブル信
号ＶENに応じてワンショット信号をワンショット出力ノ
ードである第２比較器１８の出力端から出力する。フリ
ップ・フロップ２４の出力端Ｑはフリーラン発振出力ノ
ードであり、このノードから連続発振出力を発生する。
【００１０】もし必要があれば、発振回路１０にワンシ
ョット動作モードとフリーラン動作モードとの間で切り
換える第３のマルチプレクサ３２を設けても良い。この
追加マルチプレクサ３２の第１入力端はフリーラン発振
出力ノードに、第２入力端はワンショット出力ノードに
夫々接続されている。これら２つの動作モード間の選択
は、第１、第２及び第３マルチプレクサ２６、２８及び
３２に供給される選択論理信号ＶSによって行う。
ョット動作モードとフリーラン動作モードとの間で切り
換える第３のマルチプレクサ３２を設けても良い。この
追加マルチプレクサ３２の第１入力端はフリーラン発振
出力ノードに、第２入力端はワンショット出力ノードに
夫々接続されている。これら２つの動作モード間の選択
は、第１、第２及び第３マルチプレクサ２６、２８及び
３２に供給される選択論理信号ＶSによって行う。
【００１１】発振回路１０の動作を図２及び図３の等価
回路を参照しつつ以下に詳細に説明する。図２は、発振
回路１０のワンショット動作モードの時の等価回路であ
り、図３は、同回路のフリーラン動作モードの時の等価
回路を示している。よって、これらの等価回路ではマル
チプレクサ２６、２８及び３２は、各モードの位置に従
って短絡された結線図として示している。それ以外の非
選択性入力はオープン状態で示し、入力電圧も図示を省
略している。例えば、図２の回路２０では基準電圧ＶRE
Fは省略しており、図３の回路３０では、イネーブル電
圧ＶENを示していない。これらの電圧が各動作モードに
おいては不要だからである。
回路を参照しつつ以下に詳細に説明する。図２は、発振
回路１０のワンショット動作モードの時の等価回路であ
り、図３は、同回路のフリーラン動作モードの時の等価
回路を示している。よって、これらの等価回路ではマル
チプレクサ２６、２８及び３２は、各モードの位置に従
って短絡された結線図として示している。それ以外の非
選択性入力はオープン状態で示し、入力電圧も図示を省
略している。例えば、図２の回路２０では基準電圧ＶRE
Fは省略しており、図３の回路３０では、イネーブル電
圧ＶENを示していない。これらの電圧が各動作モードに
おいては不要だからである。
【００１２】図２において、回路２０は、図１の発振回
路１０のワンショット動作モードにおける等価回路であ
る。上述のように、この等価回路ではマルチプレクサは
省略し、動作モードに応じた桔線で示している。第２比
較器１８の出力は、増幅器１２の第１入力端に直接供給
されると共に、ワンショット出力回路ノード４８にも供
給される。第２比較器１８の出力が接続されるのはこれ
ら以外にない。フリップ・フロップ２４のＳ入力端は、
回路ノード４４のイネーブル信号ＶENを直接受ける。イ
ネーブル信号ＶENは正方向立ち上がり電圧である。残り
の回路部品の増幅器１２、カレントミラー１４、第１及
び第２比較器１６及び１８、フリップ・フロップ２４、
並びに外部コンデンサ２２等の回路構成は図１の実施例
と同様である。
路１０のワンショット動作モードにおける等価回路であ
る。上述のように、この等価回路ではマルチプレクサは
省略し、動作モードに応じた桔線で示している。第２比
較器１８の出力は、増幅器１２の第１入力端に直接供給
されると共に、ワンショット出力回路ノード４８にも供
給される。第２比較器１８の出力が接続されるのはこれ
ら以外にない。フリップ・フロップ２４のＳ入力端は、
回路ノード４４のイネーブル信号ＶENを直接受ける。イ
ネーブル信号ＶENは正方向立ち上がり電圧である。残り
の回路部品の増幅器１２、カレントミラー１４、第１及
び第２比較器１６及び１８、フリップ・フロップ２４、
並びに外部コンデンサ２２等の回路構成は図１の実施例
と同様である。
【００１３】図４は、図２の等価回路２０のワンショッ
ト動作を説明するためのタイミング波形図である。この
波形図では、イネーブル信号ＶEN、ＲＳフリップ・フロ
ップ２４のＱ出力、外部コンデンサ２２の電圧、ＲＳフ
リップ・フロップ２４のＲ入力（比較器１６の出力）及
びワンショット出力回路ノード４８の出力ＶOUTを示し
ている。これらの信号は夫々Ｓ、Ｑ、Ｃ、Ｒ及びＶOUT
の符号で示す。非能動状態では、フリップ・フロップ２
４の出力Ｑは低レベルである。比較器１８、カレントミ
ラー１４、及び増幅器１２を含む負帰還ループによりコ
ンデンサ２２の電圧は、非能動状態において略ＶLの電
圧値に維持されている。ここで、トランジスタＱ1及び
Ｑ2を流れる電流は略等しい。ワンショットの出力パル
スが必要な場合は、正方向立ち上がりパルスのイネーブ
ル信号をＲＳフリップ・フロップ２４のＳ入力端に供給
する。このイネーブル信号パルスはフリップ・フロップ
２４の出力を強制的に高レベルに駆動し、コンデンサ２
２はトランジスタＱ2からカレントミラー１４に流れる
電流により充電される。外部コンデンサ２２が高レベル
閾値電圧ＶHまで充電されると、比較器１６の出力が高
レベルに変化するので、フリップ・フロップ２４リセッ
トされる。この結果、トランジスタＱ2のベースが低レ
ベルとなり、電流がトランジスタＱ1のコレクタに流
れ、コンデンサ２２を放電させる。コンデンサ２２は、
比較器１８が再度帰還ループを安定化させ元の低レベル
値に戻るまで放電を継続する。回路ノード４８の出力パ
ルスのパルス幅は、２Ｃ（ＶH−ＶL）／Ｉである。ここ
で、Ｃはコンデンサの静電容量値、ＶHは高レベル閾値
電圧、ＶLは低レベル閾値電圧、Ｉは増幅器１２の総合
電流値（α損失を除けば電流源３４の電流値に略等し
い）である。従って、出力信号のパルス幅は、コンデン
サ２２の充放電の１サイクルを表している。
ト動作を説明するためのタイミング波形図である。この
波形図では、イネーブル信号ＶEN、ＲＳフリップ・フロ
ップ２４のＱ出力、外部コンデンサ２２の電圧、ＲＳフ
リップ・フロップ２４のＲ入力（比較器１６の出力）及
びワンショット出力回路ノード４８の出力ＶOUTを示し
ている。これらの信号は夫々Ｓ、Ｑ、Ｃ、Ｒ及びＶOUT
の符号で示す。非能動状態では、フリップ・フロップ２
４の出力Ｑは低レベルである。比較器１８、カレントミ
ラー１４、及び増幅器１２を含む負帰還ループによりコ
ンデンサ２２の電圧は、非能動状態において略ＶLの電
圧値に維持されている。ここで、トランジスタＱ1及び
Ｑ2を流れる電流は略等しい。ワンショットの出力パル
スが必要な場合は、正方向立ち上がりパルスのイネーブ
ル信号をＲＳフリップ・フロップ２４のＳ入力端に供給
する。このイネーブル信号パルスはフリップ・フロップ
２４の出力を強制的に高レベルに駆動し、コンデンサ２
２はトランジスタＱ2からカレントミラー１４に流れる
電流により充電される。外部コンデンサ２２が高レベル
閾値電圧ＶHまで充電されると、比較器１６の出力が高
レベルに変化するので、フリップ・フロップ２４リセッ
トされる。この結果、トランジスタＱ2のベースが低レ
ベルとなり、電流がトランジスタＱ1のコレクタに流
れ、コンデンサ２２を放電させる。コンデンサ２２は、
比較器１８が再度帰還ループを安定化させ元の低レベル
値に戻るまで放電を継続する。回路ノード４８の出力パ
ルスのパルス幅は、２Ｃ（ＶH−ＶL）／Ｉである。ここ
で、Ｃはコンデンサの静電容量値、ＶHは高レベル閾値
電圧、ＶLは低レベル閾値電圧、Ｉは増幅器１２の総合
電流値（α損失を除けば電流源３４の電流値に略等し
い）である。従って、出力信号のパルス幅は、コンデン
サ２２の充放電の１サイクルを表している。
【００１４】図３は、図１の発振回路１０のフリーラン
動作モードの等価回路３０を表している。この回路３０
において、上述のようにマルチプレクサは省略し、固定
した結線のみで示している。増幅器の第１電圧入力端に
は、基準電圧ＶREFのみが供給されている。フリップ・
フロップ２４のＳ入力端は、比較器１８の出力のみを直
接受ける。この回路３０のフリーラン出力は、フリップ
・フロップ２４のＱ出力端から回路ノード４８を介して
得られる。増幅器１２、カレントミラー１４、第１及び
第２比較器１６及び１８、フリップ・フロップ２４並び
に外部コンデンサ２２当の残りの回路及び接続に関して
は図１の発振回路１０と同様である。
動作モードの等価回路３０を表している。この回路３０
において、上述のようにマルチプレクサは省略し、固定
した結線のみで示している。増幅器の第１電圧入力端に
は、基準電圧ＶREFのみが供給されている。フリップ・
フロップ２４のＳ入力端は、比較器１８の出力のみを直
接受ける。この回路３０のフリーラン出力は、フリップ
・フロップ２４のＱ出力端から回路ノード４８を介して
得られる。増幅器１２、カレントミラー１４、第１及び
第２比較器１６及び１８、フリップ・フロップ２４並び
に外部コンデンサ２２当の残りの回路及び接続に関して
は図１の発振回路１０と同様である。
【００１５】図５は、図３のフリーラン動作の等価回路
３０の動作を説明するためのタイミング波形図である。
図５は、比較器１８の出力（フリップ・フロップ２４の
Ｓ入力）、比較器１６の出力（フリップ・フロップ２４
のＲ入力）、コンデンサ２２の電圧、及び発振器出力４
８（フリップ・フロップ２４のＱ出力）の波形を夫々示
しており、これらの波形を夫々Ｓ、Ｒ、Ｃ、及びＶOUT
の符号で示す。このフリーラン動作モードにおいて、外
部コンデンサ２２は、連続的に充電及び放電が繰り返さ
れる。以下の説明において、コンデンサ２２の電圧がＶ
L及びＶHの中央値であり、フリップ・フロップ２４の出
力Ｑが高レベルであると仮定する。トランジスタＱ2の
ベースがトランジスタＱ1のベースよりも高いので、ト
ランジスタＱ2及びカレントミラー１４を流れる電流に
対応する電流がコンデンサ２２を充電する。コンデンサ
２２の電圧が高レベル閾値電圧ＶHに達すると、比較器
１６の出力が高レベルとなり、ＲＳフリップ・フロップ
２４がリセットされ、フリップ・フロップの出力Ｑが低
レベルに変化する。この結果、増幅器１２の電流の流れ
が切り換わり、トランジスタＱ1を介して電流が流れる
ようになって、コンデンサ２２の放電を開始する。コン
デンサ２２の電圧が低レベル閾値電圧ＶLに達すると、
比較器１８の出力が低レベルとなり、フリップ・フロッ
プ２４をセットして状態が切り換わる。こうしてフリッ
プ・フロップの出力Ｑが高レベルになると、再度電流が
トランジスタＱ2及びカレントミラー１４を流れて、上
述の充放電動作を連続的に繰り返す。発振出力信号の矩
形波の周期は、２Ｃ（ＶH−ＶL）／Ｉである。ここで、
Ｃはコンデンサ２２の静電容量値、ＶHは高レベル閾値
電圧、ＶLは低レベル閾値電圧、Ｉは増幅器１２の総出
力電流値である。
３０の動作を説明するためのタイミング波形図である。
図５は、比較器１８の出力（フリップ・フロップ２４の
Ｓ入力）、比較器１６の出力（フリップ・フロップ２４
のＲ入力）、コンデンサ２２の電圧、及び発振器出力４
８（フリップ・フロップ２４のＱ出力）の波形を夫々示
しており、これらの波形を夫々Ｓ、Ｒ、Ｃ、及びＶOUT
の符号で示す。このフリーラン動作モードにおいて、外
部コンデンサ２２は、連続的に充電及び放電が繰り返さ
れる。以下の説明において、コンデンサ２２の電圧がＶ
L及びＶHの中央値であり、フリップ・フロップ２４の出
力Ｑが高レベルであると仮定する。トランジスタＱ2の
ベースがトランジスタＱ1のベースよりも高いので、ト
ランジスタＱ2及びカレントミラー１４を流れる電流に
対応する電流がコンデンサ２２を充電する。コンデンサ
２２の電圧が高レベル閾値電圧ＶHに達すると、比較器
１６の出力が高レベルとなり、ＲＳフリップ・フロップ
２４がリセットされ、フリップ・フロップの出力Ｑが低
レベルに変化する。この結果、増幅器１２の電流の流れ
が切り換わり、トランジスタＱ1を介して電流が流れる
ようになって、コンデンサ２２の放電を開始する。コン
デンサ２２の電圧が低レベル閾値電圧ＶLに達すると、
比較器１８の出力が低レベルとなり、フリップ・フロッ
プ２４をセットして状態が切り換わる。こうしてフリッ
プ・フロップの出力Ｑが高レベルになると、再度電流が
トランジスタＱ2及びカレントミラー１４を流れて、上
述の充放電動作を連続的に繰り返す。発振出力信号の矩
形波の周期は、２Ｃ（ＶH−ＶL）／Ｉである。ここで、
Ｃはコンデンサ２２の静電容量値、ＶHは高レベル閾値
電圧、ＶLは低レベル閾値電圧、Ｉは増幅器１２の総出
力電流値である。
【００１６】図１、図２及び図３の回路では、比較器が
シングルエンド出力であり、フリップ・フロップ２４も
シングルエンド入出力の実施例として示したが、差動入
出力構成の回路でも良いことは当業者には明らかであ
る。その場合、図２の回路２０では、比較器１８の正出
力によりトランジスタＱ1のベースを駆動し、フリップ
・フロップ２４の正出力ＱによりトランジスタＱ2のベ
ースを駆動する。比較器１６の差動出力により、フリッ
プ・フロップ２４の差動Ｒ入力を駆動する。図３の回路
３０の場合には、比較器１８の差動出力によりフリップ
・フロップ２４の差動Ｓ入力を駆動し、比較器１６の差
動出力によりフリップ・フロップ２４の差動Ｒ入力を駆
動し、フリップ・フロップ２４の差動Ｑ出力によりトラ
ンジスタＱ1及びＱ2のベースを夫々駆動するようにす
る。このような差動入出力回路構成の場合でも、増幅器
１２が差動的に駆動されるので、基準電圧ＶREFを別々
に設ける必要がないことに留意されたい。
シングルエンド出力であり、フリップ・フロップ２４も
シングルエンド入出力の実施例として示したが、差動入
出力構成の回路でも良いことは当業者には明らかであ
る。その場合、図２の回路２０では、比較器１８の正出
力によりトランジスタＱ1のベースを駆動し、フリップ
・フロップ２４の正出力ＱによりトランジスタＱ2のベ
ースを駆動する。比較器１６の差動出力により、フリッ
プ・フロップ２４の差動Ｒ入力を駆動する。図３の回路
３０の場合には、比較器１８の差動出力によりフリップ
・フロップ２４の差動Ｓ入力を駆動し、比較器１６の差
動出力によりフリップ・フロップ２４の差動Ｒ入力を駆
動し、フリップ・フロップ２４の差動Ｑ出力によりトラ
ンジスタＱ1及びＱ2のベースを夫々駆動するようにす
る。このような差動入出力回路構成の場合でも、増幅器
１２が差動的に駆動されるので、基準電圧ＶREFを別々
に設ける必要がないことに留意されたい。
【００１７】以上本発明の好適実施例について説明した
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。例えば、上述の実施例はバイポーラ・ト
ランジスタで説明したがＦＥＴで構成した回路でも実現
可能である。
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。例えば、上述の実施例はバイポーラ・ト
ランジスタで説明したがＦＥＴで構成した回路でも実現
可能である。
【００１８】
【発明の効果】本発明の信号発生器は、コンデンサの充
放電で信号を発生する際に、コンデンサの充電電流の流
れる方向を変更した電流路をそのまま放電電流の流れる
経路として使用するので、従来のように、放電電流路と
しての飽和トランジスタを設ける必要がなく、充放電の
傾斜波形の直線性が改善される上に過渡的且つ過大な放
電電流による他の機能ブロックへの悪影響を防止できる
ので集積回路に好適である。更に、従来のように、充電
電流発生手段と放電電流発生手段とを独立して設けて選
択切り換えする必要がなく、従来よりも構成を簡単にで
き、消費電力を低減できる。
放電で信号を発生する際に、コンデンサの充電電流の流
れる方向を変更した電流路をそのまま放電電流の流れる
経路として使用するので、従来のように、放電電流路と
しての飽和トランジスタを設ける必要がなく、充放電の
傾斜波形の直線性が改善される上に過渡的且つ過大な放
電電流による他の機能ブロックへの悪影響を防止できる
ので集積回路に好適である。更に、従来のように、充電
電流発生手段と放電電流発生手段とを独立して設けて選
択切り換えする必要がなく、従来よりも構成を簡単にで
き、消費電力を低減できる。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図２】図１の回路のワンショット動作モードの等価回
路図である。
路図である。
【図３】図１の回路のフリーラン動作モードの等価回路
図である。
図である。
【図４】図２の回路の動作を説明するためのタイミング
波形図である。
波形図である。
【図５】図３の回路の動作を説明するためのタイミング
波形図である。
波形図である。
１２ 差動増幅器 １４ カレントミラー １６ 比較器 １８ 比較器 ２４ フリップ・フロップ ２６ マルチプレクサ ２８ マルチプレクサ 以上１２〜２８ 電流手段 ２２ コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 コンデンサと、 該コンデンサに接続された電流端子を有し、第１動作モ
ードにおいて、上記コンデンサを直線的に充電及び放電
する動作を１サイクル実行し、第２動作モードにおい
て、上記コンデンサの充放電動作を連続的に繰り返す電
流手段とを具え、 上記電流手段は、上記コンデンサの充電電流の流れる方
向を上記電流手段の中で変更し、この変更した電流路に
上記コンデンサの放電電流を流すことを特徴とする信号
発生器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/947,200 US5311150A (en) | 1992-09-18 | 1992-09-18 | Convertible oscillator circuit |
| US947200 | 1997-10-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06196976A true JPH06196976A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=25485713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5255052A Pending JPH06196976A (ja) | 1992-09-18 | 1993-09-17 | 信号発生器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5311150A (ja) |
| JP (1) | JPH06196976A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102545840A (zh) * | 2010-12-24 | 2012-07-04 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种波形编辑方法和装置 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6407594B1 (en) | 1993-04-09 | 2002-06-18 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Zero bias current driver control circuit |
| DE69306764T2 (de) * | 1993-05-31 | 1997-04-10 | Sgs Thomson Microelectronics | Abschaltbarer Halbbrücken-Austragszeit-Regler unter Verwendung eines einzelnen Kondensators |
| US5841313A (en) * | 1995-08-30 | 1998-11-24 | Cherry Semiconductor Corporation | Switch with programmable delay |
| US5793241A (en) * | 1995-11-30 | 1998-08-11 | Cherry Semiconductor Corporation | High speed active op-amp clamp |
| EP0779711A3 (en) * | 1995-12-14 | 1999-05-12 | STMicroelectronics, Inc. | A timer circuit |
| US5699024A (en) * | 1996-05-06 | 1997-12-16 | Delco Electronics Corporation | Accurate integrated oscillator circuit |
| US6307415B1 (en) | 1996-09-20 | 2001-10-23 | Stmicroelectronics, Inc. | Hysteresis circuit |
| US6038198A (en) * | 1997-07-07 | 2000-03-14 | Stmicroelectronics, Inc. | Timer circuit |
| US6549071B1 (en) * | 2000-09-12 | 2003-04-15 | Silicon Laboratories, Inc. | Power amplifier circuitry and method using an inductance coupled to power amplifier switching devices |
| US6937646B1 (en) | 2000-10-10 | 2005-08-30 | Freescale Semiconductor, Inc. | Leakage nulling receiver correlator structure and method for ultra wide bandwidth communication system |
| US6927613B2 (en) * | 2001-09-07 | 2005-08-09 | Freescale Semiconductor, Inc. | Circuit generating constant narrow-pulse-width bipolarity cycle monocycles using CMOS circuits |
| US6812762B2 (en) * | 2001-09-07 | 2004-11-02 | Freescale Semiconductor, Inc. | Fast mono-cycle generating circuit using full rail swing logic circuits |
| JP4220982B2 (ja) * | 2005-06-08 | 2009-02-04 | 富士通株式会社 | 分布型増幅器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0326673U (ja) * | 1989-07-25 | 1991-03-18 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3500229A (en) * | 1967-11-22 | 1970-03-10 | Burroughs Corp | Multimode transistor multivibrator |
| JPS61145923A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 磁気記録デイスク装置信号読み出し回路 |
-
1992
- 1992-09-18 US US07/947,200 patent/US5311150A/en not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-09-17 JP JP5255052A patent/JPH06196976A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0326673U (ja) * | 1989-07-25 | 1991-03-18 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102545840A (zh) * | 2010-12-24 | 2012-07-04 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种波形编辑方法和装置 |
| CN102545840B (zh) * | 2010-12-24 | 2016-12-21 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种波形编辑方法和装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5311150A (en) | 1994-05-10 |
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