JP2763393B2 - 定電流回路および発振回路 - Google Patents

定電流回路および発振回路

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Description

【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 電源電圧によって電流値を制御できる定電流回路と，
この定電流回路を用いて構成される発振回路に関し， 電源電圧に依存して定電流値および発振周波数をなめ
らかに変化させるための簡単な回路構成を提供すること
を目的とし， それぞれのエミッタに定電流源を接続した第１と第２
の２つのトランジスタの各エミッタ間を抵抗で結合し，
第１のトランジスタのベースを定電圧源に接続し，第２
のトランジスタのベースを電源電圧の分圧点に接続し
て，第２のトランジスタのコレクタ電流が電源電圧の大
きさに応じて定電流制御されるようにした定電流回路
と，この定電流回路をコンデンサへの充電回路に用い，
充放電をスイッチングして発振を行う発振回路とを構成
としてもつ。
〔産業上の利用分野〕
本発明は，電源電圧によって電流値を制御できる定電
流回路と，この定電流回路を用いて構成される発振回路
に関する。
本発明による発振回路は，バッテリー駆動型の計算機
における周波数が可変のクロック装置に有用なものであ
る。
バッテリー駆動型の計算機においては，演算処理モー
ドに入る前の例えば，モードセレクト時には高速動作は
不要であるので，動作電圧を下げて消費電力を減少させ
る工夫を行っている。又，これにともなって，クロック
についても低速でよいため，発振器の発振周波数も下げ
る様にして，消費電力を更に下げることを行っている。
〔従来の技術〕
従来のコンピュータでは，一般にクロック装置として
固定周波数の発振器を用いている。そのためクロック周
波数を可変にする必要がある場合には，周波数が異なる
複数の発振器を設けておいて，そのうちの１つを任意に
選択する方法や，比較的高い周波数の発振器を１つ設
け，その出力を複数の周波数に分周して，必要な周波数
を任意に選択する方法がとられていた。
このようなクロック発生用の発振器としては，コンデ
ンサの充放電を用いた形式のものが多く用いられる。代
表的な回路としては，定電流回路を通して電源電圧によ
りコンデンサを充電し，コンデンサの端子電圧があるレ
ベルに達したとき放電させ，コンデンサの端子電圧が他
のあるレベルにまで降下したとき，放電を停止して充電
を再開する動作を繰り返し，鋸歯状波を発生するもので
ある。
しかしながら，いずれの場合も，発振器や選択回路な
どのハードウェア回路が著しく多くなるという問題が生
じた。
〔発明が解決しようとする課題〕
本発明は，電源電圧に依存して定電流値および発振周
波数をなめらかに変化させるための簡単な回路構成を提
供することを目的としている。
〔課題を解決するための手段〕
本発明は，発振器のコンデンサの充放電サイクルを電
源電圧に依存して変化させるため，コンデンサに充電電
流を供給する定電流回路に電源電圧依存性をもたせるも
のである。
第１図は本発明に基づく定電流回路の原理構成図，第
２図は第１図の定電流回路を使用した発振回路の原理構
成図である。
第１図および第２図において,1は基準電圧部,2は定電
流源部,3は差動増幅部,4は差動増幅入力部,5はカレント
ミラー部,6は電流積分部,7は充放電制御部である。
差動増幅部３は，一対のトランジスタQ3,Q5の各エミ
ッタをそれぞれ電流源IA,IBに接続するとともに抵抗R4
で結合したものである。
基準電圧部１は，本発明回路の基準となる電圧を発生
させるもので，得られた基準電圧V1は差動増幅部３のト
ランジスタQ3のベースに印加される。
差動増幅入力部４は，電源電圧Vccを抵抗R2,R3で分圧
し，分圧点電圧V2を差動増幅部３のトランジスタQ5のベ
ースに印加する。
これにより，差動増幅部３のトランジスタQ5のコレク
タには,V1,V2の差電圧に応じた電流I2が流れる。
Q5のコレクタに設けられているトランジスタQ4および
Q6は，後述される第２図の発振回路におけるカレントミ
ラー部５の一部である。
第２図の発振回路の構成において，カレントミラー部
５のトランジスタQ6のベースは，第１図の定電流回路の
トランジスタQ4のベースおよびコレクタに接続され,Q4
を流れる定電流化された電流I2にほぼ等しい一定のコレ
クタ電流I4を生じる。このコレクタ電流I4は電流積分部
６のコンデンサC0に充電電流として流れ，端子電圧V0を
時間とともに上昇させる。
充放電制御部７は，コンデンサC0に並列に設けられた
スイッチSWと，電圧検出回路D1をそなえている。
電圧検出回路D1は，コンデンサC0の端子電圧V0を監視
し,V0が充電により上昇してある一定電圧以上になるとS
WをONにしてコンデンサを放電させ，その結果,V0が低下
して他のある一定電圧以下になると,SWをOFFにして放電
を停止させ，充電を再開させる。
これにより，コンデンサC0に対する充放電が繰り返さ
れて,V0は一定周期で変化する鋸歯状波となり，発振出
力が得られる。
〔作 用〕
まず第１図の定電流回路の動作における電源電圧Vcc
の変化に対するコレクタ電流I2の変化について説明す
る。電源電圧Vccの値がV4であったとき，差動増幅部３
の入力電圧V2は，基準電圧部１の出力の定電圧V1と等し
くなるように差動増幅入力部４の分圧抵抗R2,R3が調整
される。このとき,Q3,Q5では,I1＝I2,V1＝V2であるの
で,R4を流れる電流I3は０である。
次に電源電圧が上昇し,Vcc＝V5（＞V4）になると,V2
＞V1となるので,I2は増加,I1は減少し,I3はVB側からVA
側へ流れる。
また電源電圧が低下して,Vcc＝V3（＜V4）になると,V
2＜V1となるので,Vcc＝V4のときにくらべてI2は減少,I1
は増加し,I3はVA側からVB側へ流れる。
つまりVcc＝V4を境にして,Vccが増加するとI2は増加
し,Vccが減少するとI2も減少して，第３図に示すような
特性が得られる。この曲線の傾きはR4の値によって変わ
り,R4が大きいほどI3は小さく,R4が小さいほどI3は大き
くなるので，第４図に示すようになる。
次に第２図に示す発振回路の動作を説明する。電圧検
出回路D1の２つの検出電圧をVS1,VS2（VS1＞VS2）とす
ると，電圧検出回路D1は,C0の充電中にV0＞VS1になると
スイッチSWをONにしてC0の電荷の放電を開始させ,V0＜V
S2になるとSWをOFFにして放電を停止し，充電を再開さ
せる。
したがって,C0への充電電流I4が大きいほど充電，放
電の繰り返しサイクルが速くなる。I4（≒I2）はVccが
大きいほど増加するから,Vccの上下の変化に応じて，発
振周波数ｆは高低にリニアに変化する。
第５図にこの発振回路の出力波形を示す。また第６図
にVccとｆの関係を示す。Vcc＝V4のときｆ＝f4,Vcc＝V5
のときｆ＝f5となる。
またｆの変化範囲の幅を変えたい場合には，第１図の
定電流源部２の定電流値を変化させればよい。
ｆの傾きを変化させたい場合には,R4を大きくしてい
けば傾きは小さくなり,R4を小さくしていけば傾きは大
きくなり,VCC−ｆ関係の特性は第７図のようになる。
ｆの変化範囲を拡大したい場合には,IA,IBをＩ′
Ａ（＞IA）,I′Ｂ（＞IB）のように大きくすれば,Vcc−
I2関係の特性は第８図に示すようになり，電流変化分は
ΔI1からΔI2へと拡大する。この結果のVcc−ｆ関係の
特性は第９図のようになり,Vcc＝V4,Vcc＝V5に対応する
ｆはf4→ｆ′4,f5→ｆ′５となって，周波数範囲は，Δ
f1からΔf2へ拡大する。
〔実施例〕
第10図ないし第18図を用いて本発明の実施例を説明す
る。
第10図に示す第１の実施例は,Vccに対する周波数変化
範囲をシフトする機構を有するもので，コンデンサC0に
対する追加の定電流印加部８をそなえている。
この定電流印加部８は，トランジスタQ8のベース・コ
レクタ接続側に定電流源ICを有し，トランジスタQ8とQ7
で構成されるカレントミラー回路によって,Q7のコレク
タにほぼICに等しい電流を流し,I4≒I2＋ICとする。つ
まりI4をIC分ゲタ上げする。
第11図は，第10図から充放電制御部７を取り除いた状
態でのシフトされたVcc−I4関係の特性である。Vccの変
化に対してI4の変化範囲はΔI3からΔI4にシフトされる
ことがわかる。また第12図は，その結果として周波数の
変化範囲がΔf3からΔf4にシフトすることを示す。これ
により周波数の下限をある一定値に制限することができ
る。
第13図に示す第２の実施例回路は，発振出力波形の立
上り，立下り時間の比を調整するためのもので，充放電
制御部７のスイッチSWと直列に定電流源I0（I0＝ｎ・
I4,1/n・I4,nは自然数）を設け,SWがONのときSWを通る
放電電流がC0への充電電流I4のｎ倍あるいは1/n倍にな
るようにしている。
第14図は三角波の発振出力波形を示す。この三角波は
I0＝2.I4としたときのものであり,duty＝50％のクロッ
クを生成するために都合のよいものである。
第15図に示す第３の実施例回路は，第10図と第13図の
各実施例回路を組合わせたものである。図中のトランジ
スタQ1,Q2は，それぞれのベース・エミッタ間の接合電
圧を定電圧源として利用しており，抵抗R1を介してこれ
らのトランジスタQ1,Q2にバイアス電流を流し，得られ
た基準電圧V1をトランジスタQ3のベースに印加する。ま
た，トランジスタQ9は，スイッチSWとしての動作機能を
もち，またシュミット回路D2はそのヒステリシス特性を
もった波形整形作用により，三角波を矩形波に変換する
動作を行う。
第15図の回路からD2,Q9を取り除いたときのVcc−I4の
関係の特性が第16図であり，ここでD2,Q9を追加したと
きの動作は次のようになる。D2は２つのしきい値SH,SL
（SH＞SL）をもち,V0＞SHになると出力Foutの電圧をVH
にジャンプさせる。この結果,Q9はONにされ,C0の電荷は
I0（≒2I4）で放電され,V0は次第に低下するが出力Fout
の電圧はVHのままである。
続いてV0＜SLになると,D2は逆方向にジャンプして出
力Foutの電圧をVLにし,Q9をOFFにする。これによりC0の
放電は停止され,I4による充電が再開される。そして次
にV0＞SHになるまで出力FoutをVLのままに保持する。
第17図は，第15図の回路中のVccと出力Foutの周波数
ｆの関係を示すVcc−ｆ特性であり，第18図は出力Fout
の波形を示す。図示のようにduty＝50％の矩形波パルス
を連続して得ることができる。
これらの実施例回路は，モノリシックICに適してお
り，容易に１チップ化を図ることができる。
〔発明の効果〕
本発明は，ノートパソコンのような小型で低消費電力
の装置において，電源電圧の変動を追従させて定電流回
路の電流値および発振回路の発振周波数をなめらかに変
化させることができ，ハードウェア量と消費電力の大幅
な削減と，その結果としての信頼性の向上およびコスト
ダウンを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による定電流回路の原理構成図，第２図
は本発明による発振回路の原理構成図，第３図は第１図
におけるVcc−I2特性を示す説明図，第４図は第３図に
おけるVcc−I2特性の傾きの変化を示す説明図，第５図
は第２図の発振回路の出力の波形図，第６図は第２図の
回路のVcc−ｆ特性の説明図，第７図は，第４図に対応
するVCC−ｆ特性，第８図は第２図の回路の拡大されたV
cc−I2特性の説明図，第９図は第８図に対応する拡大さ
れたVcc−ｆ特性の説明図，第10図は本発明の第１の実
施例回路の構成図，第11図は第10図におけるシフトされ
たVcc−I4特性の説明図，第12図は第11図に対応するシ
フトされたVcc−ｆ特性の説明図，第13図は本発明の第
２の実施例回路の構成図，第14図は第２の実施例回路の
発振出力波形図，第15図は本発明の第３の実施例回路の
構成図，第16図は第３の実施例回路のVcc−I4特性の説
明図，第17図は第３の実施例回路のVcc−Fout周波数特
性の説明図，第18図は第３の実施例回路の出力Foutの波
形図である。 第１図および第２図において， 1:基準電圧部 2:定電流源部 3:差動増幅部 4:差動増幅入力部 5:カレントミラー部 6:電流積分部 7:充放電制御部 Q1〜Q6:トランジスタ R1〜R4:抵抗 C0:コンデンサ IA,IB:定電流源 D1:電圧検出回路 SW:スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G05F 1/56 H03K 4/50

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】それぞれのエミッタに定電流源（IA,IB）
    を接続した第１と第２の２つのトランジスタ（Q3,Q5）
    の各エミッタ間を抵抗（R4）で結合し，第１のトランジ
    スタ（Q3）のベースを定電圧源（１）に接続し，第２の
    トランジスタ（Q5）のベースを電源電圧の分圧点に接続
    して，第２のトランジスタ（Q5）のコレクタ電流が電源
    電圧の大きさに応じて定電流制御されるようにした定電
    流回路。
  2. 【請求項２】充放電用のコンデンサと，それぞれのエミ
    ッタに定電流源を接続した第愛１と第２の２つのトラン
    ジスタの各エミッタ間を抵抗で結合し，第１のトランジ
    スタのベースを定電圧源に接続し，第２のトランジスタ
    のベースを電源電圧の分圧点に接続して，第２のトラン
    ジスタのコレクタ電流が電源電圧に応じて定電流制御さ
    れる定電流回路を用いた前記コンデンサの充電回路と，
    前記コンデンサに並列に設けた放電用のスイッチ回路
    と，前記コンデンサの端子電圧がある設定値に達したと
    き前記スイッチ回路を導電状態にして他の設定値に達し
    たとき非導電状態にする充放電制御部とをそなえた発振
    回路。
  3. 【請求項３】請求項第２項において，定電流回路内の第
    １と第２のトランジスタの各エミッタを接続された電流
    源の電流値を変化させることにより発振周波数範囲を可
    変にしたことを特徴とする発振回路。
  4. 【請求項４】請求項第２項において，コンデンサに，定
    電流回路から独立して電流値を制御できる定電流源を接
    続し発振周波数の範囲をシフト可能にしたことを特徴と
    する発振回路。
  5. 【請求項５】請求項第２項において，コンデンサに番列
    に設けた放電用のスイッチ回路中に前記コンデンサへの
    充電電流のｎ倍または1/n倍の大きさの電流値をもつ定
    電流源を挿入し，立上りと立下りの時間比を可変できる
    三角波を発振することを特徴とする発振回路。
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