KR950005155B1 - 정전류회로 및 이 회로에 의해 제어되는 발진회로 - Google Patents

정전류회로 및 이 회로에 의해 제어되는 발진회로 Download PDF

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후지쓰 가부시끼가이샤
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Abstract

내용 없음.

Description

정전류회로 및 이 회로에 의해 제어되는 발진회로
제1도는 본 발명에 의한 정전류 회로의 기초 구성도.
제2도는 본 발명에 의한 발진회로의 기초 구성도.
제3도는 제1도의 정전류 회로에서 전원전압 VCC와 전류 I2간의 상관 그래프.
제4도는 제3도의 VCC-I2특성곡선의 기울기의 R4의 변화에 따른 변화를 설명하는 그래프.
제5도는 제1도의 정전류원이 상이한 VCC들에 대응해서, 제2도의 발진회로로부터 출력된 신호들의 파형도.
제6도는 제1도의 정전류회로의 전원전압 VCC와 제2도의 회로의 발진주파수 f의 상관 그래프.
제7도는 제6도의 VCC-f 특성곡선의 기울기의 R4변화에 따른 변화를 나타내는 그래프.
제8도는 제3도의 VCC-I2특성곡선에서 I2의 확장변화를 설명하는 그래프.
제9도는 제6도의 VCC-f 특성곡선에서 f의 확장변화를 설명하는 그래프.
제10도는 본 발명에 의한 다른 정전류회로의 기초 구성을 나타낸 도면.
제11도는 본 발명의 제1실시예를 나타낸 도면.
제12도는 제11도의 회로에서 I4의 시프트(shift)를 설명하는 그래프.
제13도는 제11도의 회로에서 주파수 f의 시프트를 설명하는 그래프.
제14도는 상이한 VCC들에 대응해서, 제11도의 회로로부터 출력되는 신호의 파형도.
제15도는 본 발명의 제2실시예를 나타낸 도면.
제16도는 상이한 VCC들에 대응해서, 제15도의 회로로부터 출력되는 신호의 파형도.
제17도는 본 발명의 제3실시예를 나타내는 도면.
제18도는 제17도의 회로의 VCC-I4특성을 나타내는 그래프.
제19도는 제17도의 회로의 VCC-f 특성을 나타낸 그래프.
제20도는 상이한 VCC에 대응해서, 제17도의 회로로부터 출력된 신호의 파형도.
본 발명은 정전류회로 및 이 회로에 의해 제어되는 발진회로로서, 배터리 전원 컴퓨터에서 가변 주파수 클록 발생기로서 사용 가능한 발진회로에 관한 것이다.
전력을 축전하는 여러 방법들이, 배터리를 전원으로 하는 컴퓨터에서는 실행된다. 예를들면, 산술처리 이전의 모드 선택과 같은 고속을 요하지 않고 클록신호의 주파수를 저하시키는 동작 모드에서는 그 동작전압이 낮게 설정된다. 보다 작은 동작전원과 보다 낮은 클록신호 주파수는 모두 소비전력의 저감을 초래한다.
종래의 배터리 전원 컴퓨터에서는, 하기 상술중 하나가 상기와 같이 클록신호 주파수를 변경하는데 적용된다 : 첫째는, 주파수가 상이한 클록신호들을 발생하는 복수의 발진기를 설치하고, 예를들어, 산출처리들의 고속동작 또는 모든 선택등의 저속동작을 행하는 경우에, 상기 발진기중 대응하는 하나를 선택하는 기술이고 ; 둘째는,비교적 고주파수의 단일 발진기를 설치하고, 이 고주파수를 디멀티플라이(demultiplying)하여 목표 저주파수를 얻는 기술이다.
그러나, 이러한 기술들은, 발진기, 선택회로들의 하드웨어가 증가하고, 컴퓨터의 비용이 증대되는 결점이 있다. 상기 종래 기술의 또다른 결점은 상기 저주파수를 연속적으로 변경할 수 없다는데 있다.
그러므로, 본 발명의 목적은, 산술처리등의 동작을 위한 보다 높은 주파수의 클록신호와 모드선택등의 동작을 위한 보다 낮은 주파수의 클록신호를 발생할 수 있고, 회로구성이 간단하고 염가의 발진회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은, 축전을 위한 전원전압 변화에 대응하여, 고주파 클록신호 및 저주파 클록신호들을 발생하는 발진회로를 제공하는데 있다.
또한, 본 발명의 목적은, 전원전압을 변경함으로써 방진주파수를 연속적으로 변경할 수 있는 발진회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 상기 및 기타 목적, 특장점들은, 하기 첨부도면을 참조한 본 발명의 양호 실시예들의 설명으로부터 명백히 이해할 수 있다.
본 발명의 정전류회로는, 제1도의 회로도에 도시된 바와같으며, 이것은 기준전압원 블록(1)과, 정전류공급원 블록(2) 및 저항 R4를 구비한 차동 증폭기 블록(3) 및, 전원전압 VCC를 분할하기위한 전압 분할블록(4)으로 구성돼 있다.
차동 증폭기 블록(3)은, 트랜지스터 Q3와 Q5를 구비하고 있으며, 예를들면, 이들은 바이폴라 트랜지스터로서, 각각의 콜렉터는 전원전압 VCC에 접속돼 있고, 에미터는 상기 정전류공급원 IA와 IB중 하나에 접속돼 있다. 상기 트렌지스터 Q3의 베이스에는, 상기 기준전압원 블록(1)으로부터 기준전압 V1이 공급되며, 상기 트랜지스터 Q5의 베이스에는, 상기 전압분할블록(4)을 구성하는 저항 R2,R3의 노드로부터 전원전압VCC의 분할전압V2가 공급된다. 저항 R4는 상기 트랜지스터 Q3와 Q4의 에미터들 간에 접속돼 있다. 따라서, 상기 전압 V1과 V2의 전위차에 대한 전류 I2가 트랜지스터 Q5의 콜렉터를 통해 흐른다. 상기 전원전압 VCC와 트랜지스터Q6의 콜렉터간에 설치된 트랜지스터 Q4는 상기 트랜지스터 Q6와 함께 전류미터(mirror)를 구성하고 있다.
상기 트랜지스터 Q4와 Q6는, 예를 들면, 각각의 에미터가 전원전압원 VCC에 접속돼 있고 각각의 베이스가 서로 접속된 바이폴라 트랜지스터이다. 상기 트랜지스터 Q4의 베이스는 그 자체의 콜렉터에 접속돼 있다.
제1도는 정전류회로의 특성 및 동작은 차후에 설명된다.
본 발명의 발진회로의 기본 구성은 제2도에 도시된 바와 같으며, 전류 적분 블록(6)과 충전-방전 제어 블록(7)을 구비하고 있다.
상기 적분블록(6)은, 전류미러(5)를 구성하는 상기 트랜지스터 Q6, 이 트랜지스터 Q6의 콜렉터와 접지전압원간에 접속된 콘덴서 CO를 구비하고 있다. 이 콘덴서 CO는, 상기 트랜지스터 Q4에 통전되는 전류 I2와 실질상 동등한 전류 I4로 충전되며, 이 충전에 따라서 상기 콘덴서 CO의 단자의 전압 VO가 상승한다.
상기 충전-방전 제어블록(7)은, 전압검출회로 D1과 스위치수단 SW를 구비하고 있다.
상기 전원검출회로 D1은 상기 콘덴서 CO의 전압 VO를 검출하고, 제1소정전압(VS1)보다 높은 VO가 검출되면 상기 스위치수단 SW를 폐쇄하고, 제2소정전압(VS2)보다 낮은 VO가 검출되면 상기 스위치수단 SW를 개방시킨다. 따라서, 상기 콘덴서 CO는 상기 스위치수단 SW의 ON-OFF동작에 따라 충전, 또는 방전되고 VO는 고주파수의 3각파로서 변한다.
상기 주파수는, 후술하는 바와같이 상기 전원전압 VCC를 변경시킴으로써 변경될 수 있다.
제3도와 함께 제1도를 참조해보면. 상기 저항 R2와 R3는, 상기 전원전압 VCC가 V4일때, V2가 V1과 동등하도록 선택되며 따라서 I2=IB이고 저항 R4를 흐르는 전류 I3은 영(0)이다. 이러한 상태하에서, 전원전압 VCC가 V4보다 더 높아지면, V2가 V1보다 더 높아지며, 따라서, 전류 I2는 증가되는 반면, 전류 I1은 감소된다. 따라서, 전류 I3는, 상기 트랜지스터 Q5로부터 저항 R4를 통하여 정전류 공급원 IA로 흐른다.
더욱 높은 전원전압 V5에서는, 상기 트랜지스터 Q3를 통해 흐르는 전류 I1가 거의 0이 되며, 따라서, I2=IA+IB이다. 상기 전원전압 VCC보다 낮아지면, V2가 V1보다 낮아지며, 따라서, 전류 I1은 증가되는 반면, 전류 I2는 감소된다. 따라서, 전류 I3가 상기 트랜지스터 Q3로부터 저항 R4를 통하여 상기 정전류공급원 IB로 흐른다.
저전원전압 V3에서는, 상기 트래지스터 Q5를 흐르는 전류 I2가 거의 0이 되며, 따라서 I2=0이다. 상기 설명한 바와같이, R4를 통해 흐르는 I4의 방향은 VCC=V4일때 반전되며, I2가 VCC에 의해 연속적으로 변경됨으로써 VCC＞V4인 범위에서는 IB보다 더 커지고 VCC＞V4인 범위에서는 IB보다 더 작아질 수 있다.
VCC가 V3＜VCC＜V4인 범위내인 경우, I2는 IB-I3로 나타나며, 따라서, I2≒IB-(V1-V2)/R4인 한편, VCC가 V4＜VCC＜V5인 범위내인 경우, I2는 I2=IB+I3로 표시되며, 따라서 I2≒IB+(V2-V1)/R4이다. 따라서, 상기 저항 R4의 저항치가 클수록, 상기 전류 V2＜VCC＜V4범위내에서 더 크고, 반면, 저항 R4의 저항치가 더 클수록, V4＜VCC＜V5의 범위내에서 전류 I2가 더욱 작다. 따라서, 제3도의 VCC-I2특성곡선의 기울기가 R4의 증가에 대하여 완만해진다.
따라서, 상기 저항 R4의 저항치가 충분히 크게 선택되면, I2는 VCC의 변화에 따라 연속적으로 변경될 수 있다. 이러한 특성으로 인하여 제2도의 발진회로가 가변 주파수 발진기가 될 수 있다.
일본 특개소 63-193618호 공보에는 확성기와 구동회로에 공급되는 전류를 제어하여, 이 전류를 전원전압 감소에 따라 감소시키는 차등 증폭기를 사용한 확성기에 개시돼 있다. 그러나, 상기 차동 증폭기는 상기한 바의 R4와 같은 저항을 구비하지 않은 것이며, R4에 의해서 VCC-I2특성곡선 기울기를 변화시키는 개념이 제안돼 있지 않다.
상기 전원전압 VCC의 변화에 의한 제2도의 발진회로의 동작을 하기에 설명한다.
상기 발진회로의 콘덴서 CO를 충전시키는 전류 I4는, 상기 트랜지스터 Q4와 Q6으로 구성된 상기 전류미러의 작용으로 인하여 제1도에 정전류회로의 트랜지스터 Q4를 통해 흐르는 I2와 동등하다. 따라서, 상기 콘덴서 CO를 충전하는 속도는, 상기 전원전압 VCC를 변경함으로써 제어할 수 있는 전류 I2에 의존한다. 다른 한편, 상기 콘덴서 CO의 방전속도는 VCC의 변화에 무관하게 일정하다. 그러므로, 제2도의 발진회로의 주파수는 상기 전원전압 VCC의 변화에 따라서 변한다.
제5도는, 상기한 바와 같의 특정 VCC들, 즉, V3,V4,V5에 대응해서, 제2도의 발진회로로부터 출력된 신호의 파형예를 나타내며, 제6도는 VCC의 변화에 대한 상기 출력신호의 주파수 f의 변화를 나타낸다. 제5도에서, VS1과 VS2는, 상기 콘덴서 CO의 단부의 전압 VO의 최고 및 최저 전압을 나타내며, 이들은 제2도를 참조해서 설명한 바와같이, 상기 전압 검출회로 D1에 의하여 검출된다.
VS1은, 상기 콘덴서 CO의 방전이 개시되는 전압 VO이고, VS2는 상기 콘덴서 CO의 충전이 개시되는 전압 VO이다.
제5도에 도시한 바와같이, 상기 출력신호의 상승시간은 VCC가 증가함에 따라 감소되는 한편, 상기 신호의 하강시간은 일정한데, 그 이유는, 상기 하강시간이 제2도에 도시된 스위치수단 SW 고유의 저항에만 의존하기 때문이다.
VCC=V3인 전원전압에서는, 상기 전류 I4가 0이 되고, 상기 콘덴서 CO가 충전되지 않으므로, 제5도 및 제6도에 도시된 바와같이 상기 출력신호의 주파수가 0이다.
제4도를 참조하여 설명한 바와같이, 상기 VCC-I2특성곡선의 기울기는, 상기 저항 R4의 저항치의 증가에 의하여 완만해진다. 따라서, 제6도에 도시된 VCC-f 특성곡선은, 제7도에 도시된 바와같이 R4의 증가에 따라서 완만해진다.
따라서, 상기 전원전압 VCC를 변경함으로써 상기 발진주파수 f의 미세동조를 성취할 수 있고, 제2도의 회로가 가변주파수 발진기가 될 수 있다. R4가 0으로 저하되면, 제4도의 VCC-I2특성곡선의 기울기, 그리고, 제7도의 VCC-f 특성곡선의 기울기가 급격해져서 제2도의 회로는 가변 주파수 발진기로서 사용될 수 없게 된다.
제1도는 재참조해보면, 상기 정전류 공급원 IA와 IB가, 보다 더 큰 전류량의 대응하는 것들 I'A와 I'B에 의해 각각 치환되면, 제3도의 VCC-I2특성곡선에서 I2의 변화가 제8도에 도시된 바와같이 확대되며, 따라서, 제6도의 VCC-f 특성곡선에서 f의 변화는 제9도에 도시된 바와같이 확대된다.
제8도와 제9도에서, 각각의 점선은, 제3도의 특성곡선에 대응하는 원래의 VCC-f 특성곡선과 제6도의 특성곡선에 대응하는 VCC-f 특성곡선을 나타내며, F'4와 F'5는 IA와 IB의 증가에 따라 변화된 주파수 F4와 F5를 각각 나타낸다.
제10도는 본 발명에 의한 다른 정전류회로의 기본구성을 나타낸다.
기준전압원(1), 차동 증폭기 블록(3) 및, 전원전압 VCC를 분할키 위한 전압분한 블록(4)으로 구성된 회로는, 제10도의 회로가 상기 R4를 R41과 R42의 2부분으로 분할하는 저항 R4상의 한 지점에 접속된 단지 하나의 정전류 공급원 ID만을 구비한 점와에는, 제1도의 회로와 거의 동일하다. R4가 균등 분할되는 경우, 즉, R41=R42인 경우, 제10도의 정전류 회로는 제1도의 회로와 동일한 특성을 갖는다.
VCC-I2인 특성의 경사를 변경시키는 R4의 특성은 다음과 같다. R4가 균등 분할 안된 경우, 즉, R41≠R42인 경우, 상기 회로에 관한 VCC-I2의 특성곡선이 VCC축을 따라서 시프트 되며, 이때 시프트 방행과 시프트 량은 R41/R42비에 의존한다.
본 발명의 제1실시예가 제11도에 도시돼 있으며, 제1도의 구성에 의한 정전류회로와 제2도의 구성에 의한 발진회로를 구비하고 있다.
본 실시예의 회로는, 예를들어, 바이폴라 트랜지스터 Q7와 Q8로 구성된 전류미러와 트랜지스터 Q8의 콜렉터에 접속된 정전류 공급원 IC를 구비한 부가적인 정전류 공급블록(8)을 구비하고 있다. 상기 콘덴서 CO를 충전하는 전류 I4는, I4≒I2+IC로 표현되는 바와같은 전류 IC만큼 증가된다.
따라서, 전류 I4는 제12도에 도시된 바와같이 IC만큼 더 크게 시프트되며, 이 도면에서 점선은, 제3도의 곡선에 대응하는 원래의 VCC-I4특성곡선을 나타낸다.
이러한 시프트의 결과, I4는, 제1도에 도시된 회로의 곡선에 대응하는 VCC-I2특성곡선(이 경우, I2과 I4와 동등하고 따라서 VCC=V3에서 I4가 0임)과는 달리 VCC=V3에서 0이 아니고 IC이다. 따라서, 제11도의 회로의 발진 주파수 범위가 제13도에 도시된 바와같이 △f만큼 더 높게 시프트하며, 여기서, 상기 주파수 f는 VCC=V3에서 0이 아니고 f3이다. 제13도에서, 점선은, 제6도에 대응하는 원래 VCC-f 특성곡선을 나타낸다. 제11도의 회로로부터 출력된 신호의 파형들은, 제14도에 도시된 바와같으며, 상기 특정의 VCC들, 즉, V3,V4, 및 V5에 대응하는 것들이다.
본 발명의 제2실시예가 제15도에 도시돼 있으며, 제1도의 구성에 의해 정전류회로와 제2도의 구성에 의한 발진회로를 구비하고 있다.
본 실시예의 회로는, 상기 충전-방전 제어 블록(7)의 스위칭 수단 SW에 직렬 접속된 부가적인 정전류 공급원 IO를 구비하고 있다. 이 정전류 공급원 IO의 부가에 의하여, 상기 콘덴서 CO의 방전중 상기 스위칭 수단 SW를 통해 흐르는 전류가 증가 또는 감소된다.
상기 전류 IO가 IO=nI4와 같이 선택되면, 콘덴서 CO의 방전시간대 충전시간의 비율은 1/(n-1)로 표현되며, 여기서 n는 1보다 큰 양수이다. 따라서. 제15도의 회로로부터 출력된 신호의 상승시간대 하강시간의 비율은 상기 정전류 공급원 IO의 전류량에 따라서 제어할 수 있다. 정전류 공급원 IO의 전류량은 IO=2I4인 제15도의 회로에서 출력된 신호의 파형들이, 특정의 VCC, 즉 V3,V4, 및 V5에 대응해서, 제16도에 도시돼 있다. 제16도에 도시된 바와같이, 각 파형의 충격률은 50%이다.
본 발명의 제3실시예가 제17도에 도시돼 있으며, 제1도의 구성에 의한 정전류회로와, 제2도의 구성에 의한 발진회로를 구비하고 있다.
본 실시예의 회로는, 제11도를 참조해서 설명한 양호실시예에서 도입된 정전류 공급원 IC와 제15도를 참조해서 설명한 양호실시예에서 도입된 정전류 공급원 IO를 구비하고 있다. 제17도의 회로에서, 트랜지스터 Q1과 Q2는 예를들면 모두 바이폴라 트랜지스터이며, 저항 R1은, 기준전압 V1의 전원을 구성하고 있다. 서로 직렬로 접속돼 있고 바이어스 전압이 공급되는 상기 트랜지스터 Q1와 Q2의 베이스-에미터 접합 전압이 정전압원으로서 사용된다. 제17도에서, 트랜지스터 Q9이 스위칭 수단으로서 사용되고 슈미트 회로 D2가 전압검출회로로서 사용되며 이들은 각각, 제11도와 제15도에서 참조기호 SW와 D1으로 표시된 것들과 대응한다.
상기 슈미트 회로 D2는, 입력과 출력간의 고유의 히스테리시스 특성에 의한 자체의 정형 작용에 의하여 3각 펄스 신호를 장방형 펄스파로 변환시킨다.
제17도의 VCC-I4특성과 VCC-f 특성은, 제18도와 제19도에 각각 도시돼 있다.
제17도의 회로에서, 상기 슈미트 회로 D2는 고레벨 SH와 저레벨 SL의 2개의 임계치를 갖고 있으며, VO가 상기 고레벨 임계치 SH까지 증가되면, 그의 출력 FOUT을 고레벨 VH로 점프(jump)시킨다. 따라서, 상기 트랜디스터 Q9인 온(on)되고 콘덴서 CO가 방전된다. 따라서, 상기 전압 VO는 저하되나, 상기 출력은 고레벨 VH를 유지한다.
전압 VO가 상기 저레벨 임계치 SL에 도달하면, 상기 슈미트 회로 D2가 출력 FOUT을 저레벨 VL로 점프시킨다. 그 결과, 상기 트랜지스터 Q9이 오프(off)되고, 상기 콘덴서 CO의 방전이 정지되고, 전류 I4에 의한 충전이 개시된다. 따라서, 전압 VO는 증가되나, 상기 출력은, 상기 전압 VO가 상기 고레벨 임계치 SH에 도달할때까지 저레벨 VL에 유지된다. 제17도의 회로에서 출력된 신호의 파형들은 제20도에 도시된 바와같으며 상기 특정의 전원전압 VCC, 즉 V3,V4, 및 V5에 대응한다. 이 파형들은, 전류량 IO=2I4인 정전류 공급원 IO를 사용한 경우에 얻어지며 장방향 펄스들의 출격율은 50%이다.
상기 회로들중 임의의 것이라도, 모노리식(monolithic)집적회로내에 설정할 수 있으며, 따라서, 이들은 배터리를 전원으로 하는 노트 크기의 퍼스널 컴퓨터등의 컴퓨터에 적합하게 적용되며, 따라서, 모드 선택등의 동작중 클록신호 주파수와 전원전압을 저하시킴으로써 컴퓨터의 전력이 절약된다.
또한, 본 발명에 의해 달성된, 단일 발진회로의 사용에 의한 가변 주파수 클록신호들의 특성으로 인하여, 하드웨어와 제조비용이 절감되는 한편, 컴퓨터의 신뢰성이 개량된다.

Claims (5)

  1. 전원전압 공급원과 ; 2개의 정전류 공급원과 ; 상기 전원전압 공급원과 상기 정전류 공급원의 하나 사이에 접속돼 있고, 기준전압이 공급되는 게이트 수단을 갖는 제1트랜지스터와 ; 상기 전원전압의 분할된 전압을 공급하는 분압기와 ; 상기 전원전압 공급원과 상기 정전류 공급원의 다른 하나 사이에 접속돼 있고 상기 분할전압이 공급되는 게이트 수단을 갖는 제2트랜지스터와 ; 상기 제1트랜지스터와 제2트랜지스터와 상기 정전류 공급원들의 각각에 노드간에 접속된 저항을 구비함으로써 ; 상기 제2트랜디스터를 흐르는 전류가 상기 전원전압의 크기에 따라서 제어되고 상기 전류변화 대 상기 전원전압 변화의 비율이 상기 저항의 저항치에 의존하는 것이 특징인 정전류회로.
  2. 전원전압 공급원과 ; 각각 소정 저항치를 갖고, 직렬 접속되어 각각에 대해 일단부와 공통노드를 제공하는 제1과 제2저항과 ; 상기 저항들의 노드에 접속된 정전류 공급원과 ; 상기 전원전압 공급원과 상기 제1저항의 상기 단부 사이에 접속돼 있고, 기준전압이 공급되는 게이트 수단을 갖는 제1트랜지스터와 ; 상기 전원전압의 분할된 전압을 공급하는 분압기와 ; 상기 전원전압 공급원과 상기 제2저항의 상기 단부 사이에 접속돼 있고, 상기 분할전압이 공급되는 게이트 수단을 갖는 제2트랜지스터를 구비함으로써 ; 상기 제2트랜지스터를 흐르는 전류가 상기 전원전압의 크기에 따라서 제어되고, 상기 전류변화 대 상기 전원전압 변화의 비율이 상기 저항의 합계 저항치에 의존하는 것이 특징인 정전류회로.
  3. 제1항 또는 제2항 기재의 정전류회로에 의해 제어되며, 콘덴서와 ; 상기 정전류 회로와 결합되어 이 정전류회로의 상기 제2트랜지스터를 통해 흐르는 전류와 동등한 전류로 상기 콘덴서를 충전시키는 충전회로와 ; 상기 콘덴서에 병렬 접속된 스위칭 수단 및 ; 상기 콘덴서에 걸린 전압을 검출하여, 이 전압이 소정의 저전압에 도달하면 상기 스위칭 수단을 개방시키고, 상기 전압이 소정의 고전압에 도달하면 상기 스위칭 수단을 폐쇄시키는 검출수단을 더 구비한 것이 특징인 발진회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 콘덴서와 결합되어 상기 정전류회로의 상기 제2트랜지스터를 통해 흐르는 전류와는 독립된 부가의 충전 전류를 상기 콘덴서에 공급하는 부가적인 정전류 공급원을 더 구비함으로써, 이 부가의 정전류 공급원에 의하여, 상기 발진회로의 발진 주파수 범위가 더욱 높은 고주파대로 이동되는 것이 특징인 발진회로.
  5. 제3항에 있어서, 상기 스위칭 수단과 직렬로 접속된 부가적인 정전류 공급원을 더 구비하며, 이 부가의 정전류 공급원이 상기 스위칭 수단을 통해 흐르는 전류를 제어하여, 이 스위칭 폐쇄되는 경우, 상기 전류가 상기 정전류 공급원의 상기 제2트랜지스터를 통해 흐르는 전류 보다 n(n은 1보다 큰 양수임)배 크도록 제어함으로써, 상기 발진회로의 출력단에서 출력되는 펄스의 충격률을 변경할 수 있는 것이 특징인 발진회로.
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100326344B1 (ko) * 1993-03-17 2002-10-11 내셔널 세미콘덕터 코포레이션 스위칭레귤레이터용주파수편이회로
US5349286A (en) * 1993-06-18 1994-09-20 Texas Instruments Incorporated Compensation for low gain bipolar transistors in voltage and current reference circuits
US5619125A (en) * 1995-07-31 1997-04-08 Lucent Technologies Inc. Voltage-to-current converter
US6441693B1 (en) * 2001-03-20 2002-08-27 Honeywell International Inc. Circuit for voltage to linear duty cycle conversion
DE10121821B4 (de) * 2001-05-04 2004-04-08 Infineon Technologies Ag Frequenzregelschaltung
DE10259384B3 (de) * 2002-12-18 2004-05-13 Siemens Ag Vorrichtung zur Ermittlung des Energiezustandes eines Energiespeichers eines mobilen Datenträgers
JP5762755B2 (ja) * 2010-01-18 2015-08-12 ローム株式会社 発光素子の駆動回路およびそれを用いた発光装置
JP6576306B2 (ja) 2016-06-28 2019-09-18 三菱電機株式会社 電圧電流変換回路および負荷駆動回路
CN109002076B (zh) * 2017-06-07 2021-10-29 苏州瀚宸科技有限公司 电阻电流镜像电路、rssi电路及芯片

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3870971A (en) * 1973-03-17 1975-03-11 Victor Company Of Japan Circuit arrangement of voltage controlled oscillator
US3831113A (en) * 1973-06-01 1974-08-20 Rca Corp Relaxation oscillator
DE2912492A1 (de) * 1979-03-29 1980-10-09 Siemens Ag Monolithisch integrierbarer rechteckimpulsgenerator
US4471326A (en) * 1981-04-30 1984-09-11 Rca Corporation Current supplying circuit as for an oscillator
NL8302215A (nl) * 1983-06-22 1985-01-16 Philips Nv Stroombronschakeling.
JPS60263507A (ja) * 1984-06-11 1985-12-27 Nec Corp 発振回路
JPH0659024B2 (ja) * 1985-12-23 1994-08-03 日本電気株式会社 時定数回路
US4667146A (en) * 1986-10-10 1987-05-19 Tektronix, Inc. Voltage-controlled push-pull current source

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