JP6576306B2

JP6576306B2 - 電圧電流変換回路および負荷駆動回路

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Inventors: 洋羽生; 羽野　光隆; 光隆羽野
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Description

本発明は、電圧電流変換回路、および当該電圧電流変換回路を備え、電流を負荷に供給して当該負荷を駆動する負荷駆動回路に関する。

従来から、負荷に電流を供給して当該負荷を駆動する負荷駆動回路が知られている。たとえば特開２００８−２８３１１０号公報（特許文献１）には、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）を駆動させるＬＥＤ駆動回路が開示されている。当該ＬＥＤ駆動回路においては、定電流源からの電流がカレントミラー回路によって増幅されてＬＥＤに供給される。

特開２００８−２８３１１０号公報

特開２００８−２８３１１０号公報（特許文献１）に開示されるＬＥＤ駆動回路において、カレントミラー回路に供給される電流は、定電流源に含まれるトランジスタの制御端子に、バイアス調整回路を用いて電圧を印加することによって調整される場合がある。バイアス調整回路によって印加される電圧を上昇させると、当該電圧が当該トランジスタの動作電圧に到達したときにカレントミラー回路に急激に電流が流れ始める。そのため、当該トランジスタの動作電圧を正確に特定することが困難な場合、カレントミラー回路に供給される電流を電圧に応じて線形に制御することが困難になり得る。その結果、ＬＥＤ駆動回路によるＬＥＤの制御が困難になり得る。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流によって駆動する負荷（電流負荷）の制御を容易にすることである。

本発明に係る電圧電流変換回路は、第１電源と接地点との間に接続され、入力端子に印加された入力電圧に応じた出力電流を出力端子から出力するように構成される。電圧電流変換回路は、差動増幅回路と、第１カレントミラー回路と、電圧設定部とを備える。差動増幅回路は、入力端子から入力電圧を受けて、入力電圧と閾値電圧との差に応じた電圧を出力するように構成される。第１カレントミラー回路は、差動増幅回路からの電圧を受け、出力端子に出力電流を出力するように構成される。電圧設定部は、閾値電圧を設定するように構成される。

本発明に係る電圧電流変換回路によれば、差動増幅回路の閾値電圧を電圧設定部によって任意の電圧に設定する。そのため、入力電圧が閾値電圧に等しい場合、電流は出力されず、入力電圧と閾値電圧との差が増大するに伴って出力電流が上昇する。その結果、入力電圧に対する出力電流の線形性が改善され、電流負荷の制御を容易に行なうことができる。

実施の形態１に係る負荷駆動回路の一例であるＬＥＤ駆動回路の回路図である。比較例に係るＬＥＤ駆動回路の回路図である。実施の形態１における電圧電流変換回路の回路構成およびカレントミラー回路の回路構成を併せて示す図である。ＰＷＭ信号、ＤＣ変換回路の出力である電圧、オペアンプの出力である電圧、および発光ダイオードに流れる電流のタイムチャートを併せて示す図である。実施の形態２における電圧電流変換回路の回路構成およびカレントミラー回路の回路構成を併せて示す図である。実施の形態３における電圧電流変換回路の回路構成およびカレントミラー回路の回路構成を併せて示す図である。実施の形態４に係る負荷駆動回路の一例であるＬＥＤ駆動回路の回路図である。実施の形態４における電圧電流変換回路の回路構成、カレントミラー回路の回路構成、および異常検出回路の回路構成を併せて示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る負荷駆動回路の一例であるＬＥＤ駆動回路１の回路図である。図１に示されるように、発光ダイオードＬＥＤ１は、電源ＶＣＣと接地点ＧＮＤとの間に接続され、通過する電流に応じて発光する電流負荷である。ＬＥＤ駆動回路１は、接地点ＧＮＤと発光ダイオードＬＥＤ１との間に接続されている。ＬＥＤ駆動回路１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を受けて、発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流を制御する。ＬＥＤ駆動回路１は、ＤＣ（Direct Current）変換回路ＤＣ１と、差動増幅回路であるオペアンプＯＰ１と、電圧電流変換回路ＶＣ１と、カレントミラー回路ＣＭ２とを備える。

ＤＣ変換回路ＤＣ１は、ＰＷＭ信号を受けてＤＣ電圧に変換し、電圧ＶｉｎをオペアンプＯＰ１に出力する。オペアンプＯＰ１は、電圧Ｖｉｎを増幅して電圧Ｖｏｕｔを電圧電流変換回路ＶＣ１に出力する。電圧電流変換回路ＶＣ１は、電圧Ｖｏｕｔに応じた電流Ｉｏｕｔ１をカレントミラー回路ＣＭ２に出力する。カレントミラー回路ＣＭ２は、電流Ｉｏｕｔ１を増幅し、発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流を電流Ｉｏｕｔ２とする。

電流Ｉｏｕｔ２を安定させるために、ＬＥＤ駆動回路１に抵抗Ｒ７、Ｒ１０、およびＲ１１が接続されている。抵抗Ｒ７は、カレントミラー回路ＣＭ２と接地点との間に接続されている。抵抗Ｒ１０は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と抵抗Ｒ７との間に接続されている。抵抗Ｒ１１は、オペアンプＯＰ１の出力端子と抵抗Ｒ１０との間に接続されている。抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ１０との接続点Ｎ１の電圧をＶ１１とすると、電圧Ｖｏｕｔは、以下の式（１）で表される。

Ｖｏｕｔ＝（１＋Ｒ１１／Ｒ１０)Ｖｉｎ−（Ｒ１１／Ｒ１０)Ｒ７・Ｉｏｕｔ２
…（１）
式（１）より、電流Ｉｏｕｔ２が大きくなると電圧Ｖｏｕｔが小さくなり、その結果、電流Ｉｏｕｔ２が小さくなるように制御される。逆に電流Ｉｏｕｔ２が小さくなると電圧Ｖｏｕｔが大きくなり、その結果、電流Ｉｏｕｔ２は大きくなるように制御される。すなわち、電流Ｉｏｕｔ２には負のフィードバック制御が行なわれる。なお、Ｉｏｕｔ２が０である場合、電圧Ｖｏｕｔは以下の式（２）となる。

Ｖｏｕｔ＝（１＋Ｒ１１／Ｒ１０)Ｖｉｎ …（２）
式（２）の電圧Ｖｉｎの係数（１＋Ｒ１１／Ｒ１０)は、オペアンプＯＰ１の増幅率を表す。

図２は、比較例に係るＬＥＤ駆動回路１０の回路図である。図２に示されるように、ＬＥＤ駆動回路１０は、カレントミラー回路ＣＭ１１と、カレントミラー回路ＣＭ１２とを備える。カレントミラー回路ＣＭ１１には、定電流源ＣＳ１０によって所定の入力電流が供給される。カレントミラー回路ＣＭ１２は、カレントミラー回路ＣＭ１１の出力電流を入力電流とし、当該入力電流を増幅した電流によってＬＥＤ１０を駆動する。このような構成により、ＬＥＤ駆動回路１０は、定電流源ＣＳ１０によって供給された入力電流を、カレントミラー回路ＣＭ１１およびＣＭ１２を用いて増幅してＬＥＤ１０に流すことができる。

ＬＥＤ駆動回路１０において、カレントミラー回路に供給される電流は、定電流源に含まれるトランジスタの制御端子に、バイアス調整回路を用いて電圧を印加することによって調整される場合がある。バイアス調整回路によって印加される電圧を上昇させると、当該電圧が当該トランジスタの動作電圧に到達したときにカレントミラー回路に急激に電流が流れ始める。そのため、当該トランジスタの動作電圧を正確に特定することが困難な場合、カレントミラー回路に供給される電流を電圧に応じて線形に制御することが困難になり得る。その結果、ＬＥＤ駆動回路によるＬＥＤの制御が困難になり得る。

そこで、実施の形態１においては、オペアンプＯＰ２の反転入力端子に当該トランジスタの動作電圧（閾値電圧）を印加する。このような構成とすることにより、電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧とが等しい時に電流Ｉｏｕｔ１が０となり、電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧との差に応じて電流Ｉｏｕｔ１が変化する。すなわち、電圧Ｖｏｕｔに対する電流Ｉｏｕｔ１の線形性が改善される。その結果、電圧Ｖｏｕｔに対する電流Ｉｏｕｔ２の線形性も改善され、発光ダイオードＬＥＤ１の制御を容易にすることができる。

図３は、実施の形態１における電圧電流変換回路ＶＣ１の回路構成およびカレントミラー回路ＣＭ２の回路構成を併せて示す図である。図３に示されるように、電圧電流変換回路ＶＣ１は、電源ＰＳ１と接地点ＧＮＤとの間に接続される。電圧電流変換回路ＶＣ１は、入力端子Ｐｉｎに印加された電圧Ｖｏｕｔに応じた電流Ｉｏｕｔ１を出力端子Ｐｏｕｔから出力するように構成される。電圧電流変換回路ＶＣ１は、オペアンプＯＰ２と、カレントミラー回路ＣＭ１と、電圧設定部ＶＳ１と、抵抗Ｒ３，Ｒ５とを備える。

オペアンプＯＰ２は、電源ＰＳ１に接続された定電流源ＣＳ１と、ＰＮＰ型のトランジスタＢＰＴ１１，トランジスタＢＰＴ１２と、抵抗Ｒ３を含む調節部Ａｄｊ２１と、抵抗Ｒ３と抵抗値が等しい抵抗Ｒ５を含む調節部Ａｄｊ２２とを含む。

カレントミラー回路ＣＭ１は、トランジスタＢＰＴ１１に接続されたＮＰＮ型のトランジスタＢＰＴ２１と、トランジスタＢＰＴ１２に接続されたＮＰＮ型のトランジスタＢＰＴ２２とを含む。

電圧設定部ＶＳ１は、抵抗Ｒ１とＲ２とを含む。抵抗Ｒ１とＲ２とは、電源ＰＳ１と接地点ＧＮＤとの間に直列に接続される。

トランジスタＢＰＴ１１および１２ならびにトランジスタＢＰＴ２１およびトランジスタＢＰＴ２２の各々は、制御端子であるベース、エミッタ、およびコレクタを有する。トランジスタＢＰＴ１１のベースは、入力端子Ｐｉｎに接続される。トランジスタＢＰＴ１１のエミッタは、調節部Ａｄｊ２１を介して定電流源ＣＳ１に接続される。トランジスタＢＰＴ１１のコレクタは、トランジスタＢＰＴ２１のコレクタに接続される。

トランジスタＢＰＴ２１のベースは、トランジスタＢＰＴ２２のベースおよびトランジスタＢＰＴ２１のコレクタに接続される。トランジスタＢＰＴ２１のエミッタは、接地点ＧＮＤに接続される。

トランジスタＢＰＴ１２のベースは、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点Ｎ２に接続される。トランジスタＢＰＴ１２のベースの電圧は、抵抗Ｒ１およびＲ２によりトランジスタＢＰＴ１２の動作電圧に等しくなるように設定される。トランジスタＢＰＴ１２のエミッタは、調節部Ａｄｊ２２を介して定電流源ＣＳ１に接続される。トランジスタＢＰＴ１２のコレクタは、トランジスタＢＰＴ２２のコレクタに接続される。

トランジスタＢＰＴ２２のエミッタは、接地点ＧＮＤに接続される。
出力端子Ｐｏｕｔは、トランジスタＢＰＴ１２のコレクタとトランジスタＢＰＴ２２のコレクタとの接続点Ｎ３に接続される。

電圧電流変換回路ＶＣ１において、トランジスタＢＰＴ１１のベースとトランジスタＢＰＴ１２のベースは、オペアンプＯＰ２の２つの入力端子となる。オペアンプＯＰ２においては、当該２つの入力端子の電圧差が増幅されて、トランジスタＢＰＴ１１のコレクタの電圧として出力される。トランジスタＢＰＴ１２のベースの電圧は、抵抗Ｒ１およびＲ２によりトランジスタＢＰＴ１２の動作電圧（閾値電圧）に等しくなるように設定されているため、トランジスタＢＰＴ１１に印加される電圧Ｖｏｕｔを閾値電圧以上とすることで、電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧との差に応じてトランジスタＢＰＴ１１のコレクタの電圧が上昇する。トランジスタＢＰＴ１１のコレクタは、トランジスタＢＰＴ２１のコレクタに接続されている。トランジスタＢＰＴ２１のコレクタは、トランジスタＢＰＴ２１のベースおよびトランジスタＢＰＴ２２のベースに接続されている。そのため、トランジスタＢＰＴ１１のコレクタの電圧が上昇すると、トランジスタＢＰＴ２１のベースおよびトランジスタＢＰＴ２２のベースの電圧が上昇して動作電圧に達すると、トランジスタＢＰＴ２１およびトランジスタＢＰＴ２２に電流が流れる。トランジスタＢＰＴ２２に電流が流れると、トランジスタＢＰＴ１２のコレクタとトランジスタＢＰＴ２２のコレクタとの接続点Ｎ３に接続されている出力端子Ｐｏｕｔから電流Ｉｏｕｔ１が出力される。

電圧電流変換回路ＶＣ１によれば、オペアンプＯＰ２の２つの入力端子の電圧差に応じた電流Ｉｏｕｔ１が出力される。すなわち、電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧に等しい場合、電流Ｉｏｕｔ１は出力されず、電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴って電流Ｉｏｕｔ１が上昇する。その結果、電圧Ｖｏｕｔに対する電流Ｉｏｕｔ２の線形性が改善され、発光ダイオードＬＥＤ１の制御を容易に行なうことができる。

また、調節部Ａｄｊ２１，Ａｄｊ２２は、電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔ２との間の変換係数を調節する。

電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔ１との比（変換係数）をｋ１とすると、電流Ｉｏｕｔ１は式（３）のように表すことができる。

Ｉｏｕｔ１＝ｋ１・Ｖｏｕｔ …（３）
電流Ｉｏｕｔ１とＩｏｕｔ２との比であるカレントミラー比をｋ２とすると、電流Ｉｏｕｔ２は式（４）のように表すことができる。

Ｉｏｕｔ２＝ｋ２・Ｉｏｕｔ１ …（４）
式（４）の電流Ｉｏｕｔ１に式（３）を代入することにより、電流Ｉｏｕｔ２は電圧Ｖｏｕｔを用いて式（５）のように表すことができる。式（５）において、ｋ３＝ｋ２・ｋ１である。変換係数ｋ３は、電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔ２との比（変換係数）である。

Ｉｏｕｔ２＝ｋ２・ｋ１・Ｖｏｕｔ＝ｋ３・Ｖｏｕｔ …（５）
式（５）から変換係数ｋ３は、式（６）のように表すことができる。抵抗Ｒ３およびＲ５の抵抗値が大きくなると、オペアンプＯＰ２を流れる電流は小さくなる。電流Ｉｏｕｔ１が小さくなって、電流Ｉｏｕｔ２が小さくなる。その結果、式（６）より、変換係数ｋ３は小さくなる。逆に抵抗Ｒ３およびＲ５の抵抗値が小さくなると、オペアンプＯＰ２を流れる電流は大きくなる。電流Ｉｏｕｔ１が大きくなって、電流Ｉｏｕｔ２が大きくなる。その結果、式（６）より変換係数ｋ３は大きくなる。このように、抵抗Ｒ３およびＲ５の値を変化させることにより、変換係数ｋ３を調節することができる。

ｋ３＝Ｉｏｕｔ２／Ｖｏｕｔ …（６）
カレントミラー回路ＣＭ２は、電圧電流変換回路ＶＣ１から出力された電流Ｉｏｕｔ１を受けて、電流Ｉｏｕｔ１を増幅して発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流を電流Ｉｏｕｔ２とする。カレントミラー回路ＣＭ２は、トランジスタＮＭＯＳ３と、トランジスタＮＭＯＳ４とを含む。トランジスタＮＭＯＳ３およびトランジスタＮＭＯＳ４の各々は、ゲート、ソース、およびドレインを有する。トランジスタＮＭＯＳ３のゲートは、トランジスタＮＭＯＳ４のゲートおよびトランジスタＮＭＯＳ３のドレインに接続される。トランジスタＮＭＯＳ３のソースは、接地点ＧＮＤに接続される。トランジスタＮＭＯＳ３のドレインは、電圧電流変換回路ＶＣ１の出力端子Ｐｏｕｔに接続される。トランジスタＮＭＯＳ４のソースは、抵抗Ｒ７を介して接地点ＧＮＤに接続される。トランジスタＮＭＯＳ４のドレインは、発光ダイオードＬＥＤ１を介して電源ＶＣＣに接続される。

実施の形態１において、電圧電流変換回路ＶＣ１から電流Ｉｏｕｔ１が入力されるトランジスタＮＭＯＳ３のソースの電圧は、トランジスタＮＭＯＳ４のソースの電圧よりも抵抗Ｒ７の分だけ低い。このような構成とすることにより、トランジスタＮＭＯＳ３のソースがトランジスタＮＭＯＳ４のソースに接続されて両者が同電位である場合よりも、トランジスタＮＭＯＳ３が動作することのできる電圧の範囲が広くなる。その結果、カレントミラー回路ＣＭ２が動作することのできる電圧の範囲を広くすることができる。

図４は、ＰＷＭ信号、ＤＣ変換回路ＤＣ１の出力である電圧Ｖｉｎ、オペアンプＯＰ１の出力である電圧Ｖｏｕｔ、および発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流Ｉｏｕｔ２のタイムチャートを併せて示す図である。図４に示されるように、時刻ｔ１から或るデューティ比のＰＷＭ信号が入力され、電圧Ｖｉｎが上昇している。電圧Ｖｉｎの上昇に応じて、電圧Ｖｏｕｔが上昇し、その結果、電流Ｉｏｕｔ２が上昇している。電圧Ｖｉｎの上昇が止まると、電圧Ｖｏｕｔおよび電流Ｉｏｕｔ２の上昇も止まっている。時刻ｔ２からＰＷＭ信号のデューティ比が大きくなり、電圧Ｖｉｎがさらに上昇している。電圧Ｖｉｎの上昇に伴い、電圧Ｖｏｕｔが上昇し、その結果、電流Ｉｏｕｔ２が上昇している。このように、ＰＷＭ信号によって電圧ＶｉｎおよびＶｏｕｔを制御することにより、発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流Ｉｏｕｔ２を制御することができる。その結果、発光ダイオードＬＥＤ１の制御を容易に行なうことができる。

以上、実施の形態１に係る負荷駆動回路によれば、電圧電流変換回路の差動増幅回路の一方の入力端子にトランジスタの動作電圧を設定することにより、当該差動増幅回路の２つの入力端子の電圧差に応じた電流が出力端子から出力される。その結果、入力電圧に対する出力電流の線形性が改善され、電流負荷の制御を容易にすることができる。

さらに、実施の形態１に係る負荷駆動回路によれば、調節部に含まれる抵抗値を変化させることにより、入力電圧と出力電流との間の変換率を電流負荷に適した値に調節することができる。その結果、電流負荷の制御の精度を向上させることができる。

実施の形態２．
実施の形態１においては、各調節部が、１つの抵抗を含んでいる場合について説明した。抵抗は温度によって抵抗値が変化する場合がある。抵抗値が変化すると電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔ２との間の変換係数が変化してしまい、発光ダイオードＬＥＤ１の制御の精度が低下し得る。そこで、実施の形態２では、変換係数のこのような温度依存性を抑制する構成について説明する。

実施の形態２と１との違いは、各調節部が正の温度特性を有する抵抗と、負の温度特性を有する抵抗とを含む点である。それ以外の構成については同様であるため、その説明は繰り返さない。

図５は、実施の形態２における電圧電流変換回路ＶＣ２の回路構成およびカレントミラー回路ＣＭ２の回路構成を併せて示す図である。図５に示されるように、オペアンプＯＰ２２は、図１の調節部Ａｄｊ２１およびＡｄｊ２２に代わって調節部Ａｄｊ２２１およびＡｄｊ２２２をそれぞれ含む。調節部Ａｄｊ２２１は、直列に接続された抵抗Ｒ２３とＲ２４を含む。調節部Ａｄｊ２２２は、直列に接続された抵抗Ｒ２５とＲ２６とを含む。抵抗Ｒ２３の抵抗値は、抵抗Ｒ２５の抵抗値に等しい。抵抗Ｒ２３およびＲ２５は、正の温度特性を有する。抵抗Ｒ２４の抵抗値は、抵抗Ｒ２６の抵抗値に等しい。抵抗Ｒ２４および抵抗Ｒ２６は、負の温度特性を有する。

電圧電流変換回路ＶＣ２の温度が上昇した場合、正の温度特性を有する抵抗Ｒ２３およびＲ２５の抵抗値は上昇する。一方、負の温度特性を持つ抵抗Ｒ２４およびＲ２６の抵抗値は低下する。逆に、電圧電流変換回路ＶＣ２の温度が低下した場合、正の温度特性を有する抵抗Ｒ２３およびＲ２５の抵抗値は低下する。一方、負の温度特性を持つ抵抗Ｒ２４およびＲ２６の抵抗値は上昇する。そのため、電圧電流変換回路ＶＣ２の温度が変化しても、抵抗Ｒ２３およびＲ２４を含む調節部Ａｄｊ２２１の抵抗値および抵抗Ｒ２５およびＲ２６を含む調節部Ａｄｊ２２２の抵抗値はほとんど変わらない。その結果、変換係数の温度依存性を抑制することができる。

以上、実施の形態２に係る負荷駆動回路によれば、実施の形態１と同様に電流負荷の制御を容易にすることができるとともに、電流負荷の制御の精度を向上させることができる。

さらに実施の形態２に係る負荷駆動回路によれば、調節部が正の温度特性をもつ抵抗と負の温度特性をもつ抵抗とを含むことにより、入力電圧と出力電流との間の変換係数の温度依存性を抑制することができる。その結果、電流負荷を安定的に制御することができる。

実施の形態３．
実施の形態１においては、電圧電流変換回路ＶＣ１から電流Ｉｏｕｔ１が入力されるトランジスタＮＭＯＳ３のソースの電圧が、トランジスタＮＭＯＳ４のソースの電圧よりも抵抗Ｒ７の分だけ低い場合について説明した。このような構成により、上述したようにカレントミラー回路ＣＭ２が動作することのできる電圧の範囲を広くすることができる。しかし、トランジスタＮＭＯＳ３のソースの電圧と、トランジスタＮＭＯＳ４のソースの電圧とが異なると、トランジスタＮＭＯＳ３のゲート−ソース間の電圧と、トランジスタＮＭＯＳ４のゲート−ソース間の電圧との間に差異が生じる。また、トランジスタＮＭＯＳ３のドレイン−ソース間の電圧と、トランジスタＮＭＯＳ４のドレイン−ソース間の電圧との間にも差異が生じる。その結果、カレントミラー回路ＣＭ２のカレントミラー比の精度が低下してしまう可能性がある。したがって、カレントミラー回路ＣＭ２を動作させる電圧の範囲が限定されている場合には、トランジスタＮＭＯＳ３のソースとトランジスタＮＭＯＳ４のソースとは同電位であることが望ましい。

そこで、実施の形態３においては、カレントミラー回路ＣＭ２に含まれるトランジスタＮＭＯＳ３およびＮＭＯＳ４のそれぞれのソースが同電位である場合について説明する。このような構成とすることにより、カレントミラー回路ＣＭ２のカレントミラー比を向上させることができる。

実施の形態３と１との違いは、カレントミラー回路ＣＭ２に含まれるトランジスタＮＭＯＳ３とＮＭＯＳ４のそれぞれのソースが同電位であるという点である。それ以外の点については同様であるため、その説明は繰り返さない。

図６は、実施の形態３における電圧電流変換回路ＶＣ１の回路構成およびカレントミラー回路ＣＭ３２の回路構成を併せて示す図である。図６に示されるように、カレントミラー回路ＣＭ３２に含まれるトランジスタＮＭＯＳ３のソースは、トランジスタＮＭＯＳ４のソースに接続されている。このようにトランジスタＮＭＯＳ３のソースと、トランジスタＮＭＯＳ３のソースとを同電位とすることにより、トランジスタＮＭＯＳ３のゲート−ソース間の電圧と、トランジスタＮＭＯＳ４のゲート−ソース間の電圧とが同じになる。また、トランジスタＮＭＯＳ３のドレイン−ソース間の電圧と、トランジスタＮＭＯＳ４のドレイン−ソース間の電圧とが同じになる。その結果、カレントミラー回路ＣＭ２のカレントミラー比を向上させることができる。

以上、実施の形態３に係る負荷駆動回路によれば、実施の形態１と同様に電流負荷の制御を容易にすることができるとともに、電流負荷の制御の精度を向上させることができる。

さらに実施の形態３に係る負荷駆動回路によれば、電圧電流変換回路からの電流を受けるカレントミラー回路のカレントミラー比を向上させることができる。

実施の形態４．
図１に示されたＬＥＤ駆動回路１において、発光ダイオードＬＥＤ１に過電流が流れる異常、あるいは電源電圧が低下する異常などが発生する場合がある。このような場合に発光ダイオードＬＥＤ１の駆動を継続していると、発光ダイオードＬＥＤ１あるいはＬＥＤ駆動回路１が故障して停止してしまうおそれがある。そこで、実施の形態４においては、このような異常を検出する異常検出回路を備える負荷駆動回路について説明する。

実施の形態４と１との違いは、異常検出回路の有無である。それ以外の点については同様であるため、その説明は繰り返さない。

図７は、実施の形態４に係る負荷駆動回路の一例であるＬＥＤ駆動回路４の回路図である。図７に示されるように、ＬＥＤ駆動回路４は、図１に示されるＬＥＤ駆動回路１の構成に加えて、異常検出回路Ｅｄｃ１をさらに備える。異常検出回路Ｅｄｃ１は、発光ダイオードＬＥＤ１に過電流が流れた場合に、カレントミラー回路ＣＭ２の動作を停止させる。

図８は、実施の形態４における電圧電流変換回路ＶＣ１の回路構成、カレントミラー回路ＣＭ２の回路構成、および異常検出回路Ｅｄｃ１の回路構成を併せて示す図である。

異常検出回路Ｅｄｃ１は、コンパレータＣｍｐ１と、トランジスタＮＭＯＳ５と、抵抗Ｒ８，Ｒ９とを含む。トランジスタＮＭＯＳ５のゲートは、コンパレータＣｍｐ１の出力端子に接続される。トランジスタＮＭＯＳ５のソースは、接地点ＧＮＤに接続される。トランジスタＮＭＯＳ５のドレインは、トランジスタＮＭＯＳ３のドレインに接続される。抵抗Ｒ８とＲ９とは、電源ＰＳ１と接地点ＧＮＤとの間に直列に接続される。コンパレータＣｍｐ１の非反転入力端子は、トランジスタＮＭＯＳ４のソースに接続される。コンパレータＣｍｐ１の反転入力端子は、抵抗Ｒ８とＲ９との接続点Ｎ４に接続される。

発光ダイオードＬＥＤ１に過電流が流れた場合、過電流が抵抗Ｒ７を通過するときの電圧降下が大きくなり、抵抗Ｒ７に接続しているトランジスタＮＭＯＳ４のソースの電圧が上昇する。コンパレータＣｍｐ１の非反転入力端子は、トランジスタＮＭＯＳ４のソースに接続されているから、過電流が流れるとコンパレータＣｍｐ１からＨｉｇｈレベルの電圧が出力される。コンパレータＣｍｐ１の出力端子は、トランジスタＮＭＯＳ５のゲートに接続されているから、コンパレータＣｍｐ１の出力電圧がトランジスタＮＭＯＳ５の動作電圧に達したときにトランジスタＮＭＯＳ５が導通する。トランジスタＮＭＯＳ５のドレインは、トランジスタＮＭＯＳ３のドレインに接続されているから、トランジスタＮＭＯＳ５が導通することにより、トランジスタＮＭＯＳ３のドレインと接地点ＧＮＤとが導通する。その結果、トランジスタＮＭＯＳ３のドレインの電圧が降下する。トランジスタＮＭＯＳ３のドレインはトランジスタＮＭＯＳ３のゲートに接続されているから、トランジスタＮＭＯＳ３のドレインの電圧が降下すると、トランジスタＮＭＯＳ３のゲートの電圧が降下する。トランジスタＮＭＯＳ３のゲートはトランジスタＮＭＯＳ４のゲートに接続されているから、トランジスタＮＭＯＳ３のゲートの電圧が動作電圧より小さくなると、トランジスタＮＭＯＳ３およびＮＭＯＳ４に電流が流れなくなる。その結果、カレントミラー回路ＣＭ２は動作を停止する。

異常検出回路によって電源電圧を検知して、電源電圧が所定の電圧以下となった場合に、カレントミラー回路ＣＭ２を停止させてもよい。

以上、実施の形態４に係る負荷駆動回路によれば、実施の形態１と同様に電流負荷の制御を容易にすることができるとともに、電流負荷の制御の精度を向上させることができる。

さらに実施の形態４に係る負荷駆動回路によれば、異常の発生を異常検出回路によって検出することにより、異常の発生の直後に負荷駆動回路を停止させることができる。その結果、負荷駆動回路あるいは電流負荷の故障を防止することができる。

今回開示された各実施の形態は、矛盾しない範囲で適宜組合わせて実施することも予定されている。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，４，１０ＬＥＤ駆動回路、Ａｄｊ２１，Ａｄｊ２２，Ａｄｊ２２１，Ａｄｊ２２２調節部、ＢＰＴ１１，ＢＰＴ１２，ＢＰＴ２１，ＢＰＴ２２，ＮＭＯ３，ＮＭＯＳ３，ＮＭＯＳ４，ＮＭＯＳ５トランジスタ、ＣＭ１，ＣＭ１１，ＣＭ１２，ＣＭ３２カレントミラー回路、ＣＳ１，ＣＳ１０定電流源、Ｃｍｐ１コンパレータ、ＤＣ１ＤＣ変換回路、Ｅｄｃ１異常検出回路、ＧＮＤ接地点、ＬＥＤ１発光ダイオード、ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ２２オペアンプ、ＰＳ１，ＶＣＣ電源、Ｐｏｕｔ出力端子、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６抵抗、ＶＣ１，ＶＣ２電圧電流変換回路。

Claims

第１電源と接地点との間に接続され、入力端子に印加された入力電圧に応じた出力電流を出力端子から出力するように構成された電圧電流変換回路であって、
前記入力端子から前記入力電圧を受けて、前記入力電圧と閾値電圧との差に応じた電圧を出力するように構成された差動増幅回路と、
前記差動増幅回路からの電圧を受け、前記出力端子に前記出力電流を出力するように構成された第１カレントミラー回路と、
前記閾値電圧を設定するように構成された電圧設定部とを備え、
前記差動増幅回路は、前記第１電源に接続された定電流源と、第１トランジスタと、第２トランジスタとを含み、
前記第１カレントミラー回路は、前記第１トランジスタに接続された第３トランジスタと、前記第２トランジスタに接続された第４トランジスタとを含み、
前記電圧設定部は、前記第１電源と前記接地点との間に直列に接続された第１抵抗と第２抵抗とを含み、
前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタの各々は第１導電型トランジスタであり、
前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタの各々は第２導電型トランジスタであり、
前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタならびに前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタの各々は、制御端子、第１端子、および第２端子を有し、
前記第１トランジスタの制御端子は、前記入力端子に接続され、
前記第１トランジスタの第１端子は、前記定電流源に接続され、
前記第１トランジスタの第２端子は、前記第３トランジスタの第２端子に接続され、
前記第３トランジスタの制御端子は、前記第４トランジスタの制御端子および前記第３トランジスタの第２端子に接続され、
前記第３トランジスタの第１端子は、前記接地点に接続され、
前記第２トランジスタの制御端子は、前記第１抵抗と前記第２抵抗との接続点に接続され、
前記第２トランジスタの制御端子の電圧は、前記第１抵抗および前記第２抵抗により前記第２トランジスタの動作電圧となるように設定され、
前記第２トランジスタの第１端子は、前記定電流源に接続され、
前記第２トランジスタの第２端子は、前記第４トランジスタの第２端子に接続され、
前記第４トランジスタの第１端子は、前記接地点に接続され、
前記出力端子は、前記第２トランジスタの第２端子と前記第４トランジスタの第２端子との接続点に接続される、電圧電流変換回路。
前記差動増幅回路は、前記入力電圧と前記出力電流との間の変換係数を調節するための第１調節部および第２調節部をさらに含み、
前記第１調節部は、前記定電流源と前記第１トランジスタの第１端子との間に接続され、
前記第２調節部は、前記定電流源と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続され、
前記第１調節部の抵抗値は、前記第２調節部の抵抗値に等しい、請求項１に記載の電圧電流変換回路。
前記第１調節部は、直列に接続された第３抵抗と第４抵抗とを含み、
前記第２調節部は、直列に接続された第５抵抗と第６抵抗とを含み、
前記第３抵抗の抵抗値は、前記第５抵抗の抵抗値に等しく、
前記第３抵抗および前記第５抵抗は、正の温度特性を有し、
前記第４抵抗の抵抗値は、前記第６抵抗の抵抗値に等しく、
前記第４抵抗および前記第６抵抗は、負の温度特性を有する、請求項２に記載の電圧電流変換回路。
負荷を駆動する負荷駆動回路であって、
請求項１に記載の電圧電流変換回路と、
第５トランジスタと、第６トランジスタとを含む第２カレントミラー回路とを備え、
前記負荷は、第２電源と前記接地点との間に接続されており、
前記第５トランジスタおよび前記第６トランジスタの各々は、制御端子、第１端子、および第２端子を有し、
前記第５トランジスタの制御端子は、前記第６トランジスタの制御端子および前記第５トランジスタの第２端子に接続され、
前記第５トランジスタの第１端子の電圧は、前記第６トランジスタの第１端子の電圧以下であり、
前記第５トランジスタの第２端子は、前記電圧電流変換回路の出力端子に接続され、
前記第６トランジスタの第１端子は、第７抵抗を介して前記接地点に接続され、
前記第６トランジスタの第２端子は、前記負荷を介して前記第２電源に接続される、負荷駆動回路。
前記第５トランジスタの第１端子は、前記第６トランジスタの第１端子に接続される、請求項４に記載の負荷駆動回路。
前記負荷駆動回路に異常が発生した場合に、前記第５トランジスタの第２端子の電圧を前記第５トランジスタの動作電圧よりも低下させるように構成された異常検出回路をさらに備える、請求項４に記載の負荷駆動回路。
前記異常検出回路は、
反転入力端子、非反転入力端子、および出力端子を有するコンパレータと、
前記コンパレータの出力端子に接続された制御端子と、前記接地点に接続された第１端子と、前記第５トランジスタの第２端子に接続された第２端子とを有する第７トランジスタと、
前記第１電源と前記接地点との間に直列に接続された第８抵抗と第９抵抗とを含み、
前記非反転入力端子は、前記第６トランジスタの第１端子に接続され、
前記反転入力端子は、前記第８抵抗と前記第９抵抗との接続点に接続される、請求項６に記載の負荷駆動回路。